作者：tschmitt，ADI应用工程师
在该系列博客《增加单极性输入的增益》中，我们讨论了同相配置的一种修改，其适用于±VREF范围内的双极性输入，但不兼容超出该范围的信号。今天将讨论一种略有修改的配置，其支持ADAQ798x转换较大的双极性信号（例如±10 V）。我们首先看看如何选择相关电阻以实现所需的输入范围，然后看看这些值如何影响系统的输入阻抗和本底噪声。
支持衰减的同相求和配置
针对大于±VREF的信号，可采用以下配置来执行带衰减的双极性到单极性转换。
此配置与该系列博客《增加单极性输入的增益》讨论的配置相似，区别在于不再需要Rf和Rg，但增加了R3以提供额外的信号衰减。此配置的传递函数如下：
这次求得R1、R2和R3之比的数学计算较为复杂，但我们可以使用同之前配置相似的方法。求出电阻之比后，便可根据应用需求选择具体的值。为了简洁起见，这里不叙述推导的每一步，但我们会看到，对于vIN的最小值和最大值，传递函数的简化使我们能得出电阻比。
R1和R2之比是利用该配置的传递函数并代入vIN最小值（使得vAMP_OUT等于0 V）而得出：
R3不出现在公式中，求解R1和R2得到：
R1和R3之比是代入vIN最大值（使得vAMP_OUT等于VREF）而得出：
这一次，R2不出现，求解R1和R3得到：
此时，我们可以选择其中任一电阻的值（考虑VREF和vIN范围），然后计算另两个电阻的值。像以前一样，主要权衡因素是输入阻抗与系统噪声和失调误差。此电路的输入阻抗(ZIN)为：
再次考虑该系列博客《增加双极性输入的增益》的例子，其中vIN = ±10 V，VREF = 5 V，用1 MΩ的输入阻抗设计该配置。对于vIN和VREF的这种组合，R1须为R2的2倍，且等于R3。将R2和R3与R1的比值用于输入阻抗公式，得到R1 = 750 kΩ。因此，R2和R3分别为375 kΩ和750 kΩ。
正如该系列博客《增加双极性输入的增益》一文所述，需要权衡输入阻抗与系统噪声性能。实现高输入阻抗需要大电阻，而后者会产生更多热噪声，并与ADC驱动器的输入电流噪声相互作用，产生更多输入电压噪声。二者均会提高ADC输入端的有效均方根电压噪声，导致性能大幅降低。在上例中，系统总噪声约为334 μV rms（使用5 V基准源时，动态范围降低整整15.5 dB，从92 dB降至74.5 dB）！
但还有希望！如果限制输入带宽，这种配置实际上可以实现接近最优的性能。例如，若将上例中的输入带宽限制为20 kHz，则全系统噪声几乎降低10倍，达到48 μV rms（对于VREF = 5 V，动态范围为91.4 dB）！我们可以通过增加分流电容CS来限制输入带宽(BWin)，如下图所示。注意，对于这些噪声计算，我们可以将R1、R2和R3看作单个电阻RS，其中RS为R1、R2和R3的并联组合。
技术指南《单极点系统的运算放大器总输出噪声计算》说明了如何计算RS产生的噪声（包括热噪声及其与ADC驱动器输入电流的相互作用）。ADAQ798x的主要区别在于噪声带宽是由集成RC滤波器设置，而不是指南中的放大器带宽。RS给ADC输入端增加的有效值噪声为：
（en为RS的约翰逊噪声，G为ADC驱动器增益。）
CS通过降低ADC驱动器的输入带宽来减小到达ADC的噪声。如果RS和CS的截止频率远小于集成RC滤波器的截止频率(4.42 MHz)，则RS的噪声贡献可以利用RS和CS计算，代替上式中的R和C。
系统总噪声为ADAQ798x中各噪声源的和方根，包括RS的噪声、ADC驱动器的输入电压噪声和ADC的有效值噪声。下图显示了多个RS值对应的系统噪声与输入带宽的关系。
注意随着输入带宽降低，全系统噪声趋向于ADAQ798x的总有效值噪声(44.4 μV rms)。这意味着降低带宽所获得的减噪收益会在某一频率递减，该频率取决于RS有效值。
结语
本文讨论了一种允许ADAQ798x接受大于±VREF的双极性输入的ADC驱动器配置，并说明了如何基于电阻值（以及可选的分流电容CS）计算输入阻抗和系统噪声。
虽然已证明增加CS可降低噪声，但它也会限制可用输入带宽。因此，将此配置用于宽带宽应用时，要实现高输入阻抗常常是不切实际的。此配置仅推荐用于需要高输入阻抗的低带宽应用。