工程师博客分享——全能DAQ ADAQ798x,如何实现衰减双极性输入

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作者:tschmitt,ADI应用工程师

在该系列博客《增加单极性输入的增益》中,我们讨论了同相配置的一种修改,其适用于±VREF范围内的双极性输入,但不兼容超出该范围的信号。今天将讨论一种略有修改的配置,其支持ADAQ798x转换较大的双极性信号(例如±10 V)。我们首先看看如何选择相关电阻以实现所需的输入范围,然后看看这些值如何影响系统的输入阻抗和本底噪声。

支持衰减的同相求和配置

针对大于±VREF的信号,可采用以下配置来执行带衰减的双极性到单极性转换。

此配置与该系列博客《增加单极性输入的增益》讨论的配置相似,区别在于不再需要Rf和Rg,但增加了R3以提供额外的信号衰减。此配置的传递函数如下:

这次求得R1、R2和R3之比的数学计算较为复杂,但我们可以使用同之前配置相似的方法。求出电阻之比后,便可根据应用需求选择具体的值。为了简洁起见,这里不叙述推导的每一步,但我们会看到,对于vIN的最小值和最大值,传递函数的简化使我们能得出电阻比。

R1和R2之比是利用该配置的传递函数并代入vIN最小值(使得vAMP_OUT等于0 V)而得出:

R3不出现在公式中,求解R1和R2得到:

R1和R3之比是代入vIN最大值(使得vAMP_OUT等于VREF)而得出:

这一次,R2不出现,求解R1和R3得到:

此时,我们可以选择其中任一电阻的值(考虑VREF和vIN范围),然后计算另两个电阻的值。像以前一样,主要权衡因素是输入阻抗与系统噪声和失调误差。此电路的输入阻抗(ZIN)为:

再次考虑该系列博客《增加双极性输入的增益》的例子,其中vIN = ±10 V,VREF = 5 V,用1 MΩ的输入阻抗设计该配置。对于vIN和VREF的这种组合,R1须为R2的2倍,且等于R3。将R2和R3与R1的比值用于输入阻抗公式,得到R1 = 750 kΩ。因此,R2和R3分别为375 kΩ和750 kΩ。

正如该系列博客《增加双极性输入的增益》一文所述,需要权衡输入阻抗与系统噪声性能。实现高输入阻抗需要大电阻,而后者会产生更多热噪声,并与ADC驱动器的输入电流噪声相互作用,产生更多输入电压噪声。二者均会提高ADC输入端的有效均方根电压噪声,导致性能大幅降低。在上例中,系统总噪声约为334 μV rms(使用5 V基准源时,动态范围降低整整15.5 dB,从92 dB降至74.5 dB)!

但还有希望!如果限制输入带宽,这种配置实际上可以实现接近最优的性能。例如,若将上例中的输入带宽限制为20 kHz,则全系统噪声几乎降低10倍,达到48 μV rms(对于VREF = 5 V,动态范围为91.4 dB)!我们可以通过增加分流电容CS来限制输入带宽(BWin),如下图所示。注意,对于这些噪声计算,我们可以将R1、R2和R3看作单个电阻RS,其中RS为R1、R2和R3的并联组合。

技术指南《单极点系统的运算放大器总输出噪声计算》说明了如何计算RS产生的噪声(包括热噪声及其与ADC驱动器输入电流的相互作用)。ADAQ798x的主要区别在于噪声带宽是由集成RC滤波器设置,而不是指南中的放大器带宽。RS给ADC输入端增加的有效值噪声为:
(en为RS的约翰逊噪声,G为ADC驱动器增益。)

CS通过降低ADC驱动器的输入带宽来减小到达ADC的噪声。如果RS和CS的截止频率远小于集成RC滤波器的截止频率(4.42 MHz),则RS的噪声贡献可以利用RS和CS计算,代替上式中的R和C。

系统总噪声为ADAQ798x中各噪声源的和方根,包括RS的噪声、ADC驱动器的输入电压噪声和ADC的有效值噪声。下图显示了多个RS值对应的系统噪声与输入带宽的关系。

注意随着输入带宽降低,全系统噪声趋向于ADAQ798x的总有效值噪声(44.4 μV rms)。这意味着降低带宽所获得的减噪收益会在某一频率递减,该频率取决于RS有效值。

结语

本文讨论了一种允许ADAQ798x接受大于±VREF的双极性输入的ADC驱动器配置,并说明了如何基于电阻值(以及可选的分流电容CS)计算输入阻抗和系统噪声。

虽然已证明增加CS可降低噪声,但它也会限制可用输入带宽。因此,将此配置用于宽带宽应用时,要实现高输入阻抗常常是不切实际的。此配置仅推荐用于需要高输入阻抗的低带宽应用。

主图: