运算放大器

Eric Modica 和 Michael Arkin

当运算放大器的输入电压超过额定输入电压范围,或者在极端情况下,超过放大器的电源电压时,放大器可能发生故障甚至受损。本文讨论过压状况的一些常见原因和影响,为无保护的放大器增加过压保护是如何的麻烦,以及集成过压保护的新型放大器如何能为设计工程师提供紧凑、鲁棒、透明、高性价比的解决方案。

所有电子器件的可耐受电压都有一个上限,超过上限就会产生影响,轻则导致工作暂时中断或系统闩锁,重则造成永久性损害。特定器件能够耐受的过压量取决于多个因素,包括是否安装或意外接触器件、过压事件的幅度和持续时间、器件的鲁棒性等。

精密放大器常常是传感器测量信号链中的第一个器件,因而最容易受到过压故障的影响。选择精密放大器时,系统设计师必须了解放大器的共模输入范围。在数据手册中,共模输入范围可能是用输入电压范围(IVR)、测试条件下的共模抑制比(CMRR)或以上二者来规定。

过压状况的实际原因

放大器需要两种保护:一是过压保护,用以防止电源时序控制、休眠模式切换和电压尖峰引起的故障;二是ESD(静电放电)保护,用以防止静电放电(甚至搬运过程中也可能出现静电放电)引起的故障。安装后,器件可能会受系统电源时序控制,导致重复性过压应力。系统设计师必须想方设法使故障电流避开敏感的器件,或者限制故障电流,使其不致于损坏器件。

在有多个电源电压的复杂分布式电源架构(DPA)系统中,电源时序控制可以使系统电路各部分的电源在不同的时间开启和关闭。时序控制不当可能会导致某个器件的某个引脚发生过压或闩锁状况。随着人们越来越关注能源效率,许多系统要求实现复杂的休眠和待机模式。这意味着,在系统的某些部分已关断的同时,其它部分仍然可能处于上电和活动状态。与电源时序控制一样,这些情况可能会导致无法预测的过压事件,但主要是在输入引脚上。

许多类型的传感器会产生意想不到的、与它们要测量的物理现象无关的输出尖峰,这类过压状况一般仅影响输入引脚。

静电放电是一种广为人知的过压事件,常常发生在安装器件之前。它造成的损害非常广泛,以至于业界主要规范,如JESD22-A114D等,不得不明确如何测试和规定半导体耐受各类ESD事件的能力。几乎所有半导体产品都包含某种形式的集成保护器件。应用笔记AN-397(标准线性集成电路的电诱发损坏:最常见起因和防止再发生的相关处理)是一篇很好的参考文献,详细讨论了这一问题。出现高能脉冲时,ESD单元应进入低阻抗状态。这不会限制输入电流,但能提供到供电轨的低阻抗路径。

详文请阅:鲁棒的放大器提供集成过压保护

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作者:David Guo

运算放大器通常用于在工业流程控制、科学仪器和医疗设备等各种应用中产生高性能电流源。《模拟对话》1967年第1卷第1期上发表的“单放大器电流源”介绍了几种电流源电路,它们可以提供通过浮动负载或接地负载的恒流。在压力变送器和气体探测器等工业应用中,这些电路广泛应用于提供4-mA至20mA或0-mA至20-mA的电流。

图1所示的改进型Howland电流源非常受欢迎,因为它可以驱动接地负载。允许相对较高电流的晶体管可以用MOSFET取代,以便达到更高的电流。对于低成本、低电流应用,可以去除晶体管,如《模拟对话》2009年第43卷第3期“差动放大器构成精密电流源的核心”所述。

这种电流源的精度取决于放大器和电阻。本文介绍如何选择外部电阻以最大程度减少误差。

图1. 改进型Howland电流源驱动接地负载

通过对改进型Howland电流源进行分析,可以得出传递函数:

提示1:设置R2 + R5 = R4

在公式1中,负载电阻影响输出电流,但如果我们设置R1 = R3 和R2+ R5 = R4,则方程简化为:

此处的输出电流只是R3、R4和R5的函数。如果有理想放大器,电阻容差将决定输出电流的精度。

提示2:设置RL = n × R5

为减少器件库中的总电阻数,请设置R1 = R2 = R3 = R4。现在,公式1简化为:

如果R5 = RL,则公式进一步简化为:

此处的输出电流仅取决于电阻R5。

某些情况下,输入信号可能需要衰减。例如,在处理10 V输入信号且R5 = 100 Ω的情况下,输出电流为100 mA。要获得20 mA的输出电流,请设置R1 = R3 = 5R2 = 5R4。现在,公式1简化为:

如果RL = 5R5 = 500 Ω,则:

提示3:R1/R2/R3/R4的值较大,可以改进电流精度大多数情况下,R1 = R2 = R3 = R4,但RL ≠ R5,因此输出电流如公式3所示。例如,在R5 = 100 Ω且RL = 500 Ω的情况下,图2显示电阻R1与电流精度之间的关系。要达到0.5%的电流精度,R1必须至少为40 kΩ。

图2. R1与输出电流精度之间的关系

提示4:电阻容差影响电流精度

实际电阻从来都不是理想的,每个电阻都具有指定的容差。图3显示了示例电路,其中R1 = R2 = R3 = R4 = 100 kΩ,R5 = 100 Ω,而且RL = 500 Ω。在输入电压设置为0.1 V的情况下,输出电流应该为1 mA。表1显示由于不同电阻容差而导致的输出电流误差。为达到0.5%的电流精度,请为R1/R2/R3/R4选择0.01%的容差,为R5选择0.1%的容差,为RL选择5%的容差。0.01%容差的电阻成本昂贵,因此更好的选择是使用集成差动放大器(例如AD8276),它具有更好的电阻匹配,而且更加经济高效。

图3. IOUT = 1 mA的示例电路

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作者:Eric Modica和Michael Arkin

简介

ADI公司的精密和高速运算放大器产品线具有悠久的创新传统。有些创新旨在降低功耗,同时保持甚至改善速度和噪声性能;有些创新旨在通过降低失调、热漂移、电源抑制和共模电压变化来提高精度。

此外,最近的创新已经开始关注与放大器正常工作无关的环境因素。实例包括在放大器前端中集成电磁干扰(EMI)抑制和过压保护(OVP)特性。

抑制外部噪声源包括消除距离很近的开关器件或无线通信信号(来自WiFi、手持式无线电和手机等移动通信设备)的电磁与射频干扰的影响。EMI滤波元件的集成和规格已成为许多放大器设计的一个特性,ADI公司对此非常积极。同样,保护运算放大器输入端免受高于正供电轨或低于负供电轨的电压影响也是这种创新的一个目标。

自1994年发布OPx91系列以来,ADI公司一直是OVP放大器市场的领军企业。OPx91是业界首款集成OVP的放大器,提供最高10 V保护,可防止电路在过压事件期间受到过大电流影响。2008年发布的ADA4091系列运算放大器将OVP性能水平提高到25 V。随后,2011年发布的ADA4096系列将OVP性能水平提高到32 V,这在如今仍然是集成保护的标准。

2014年 , ADA4177系 列 (ADA4177-1、 ADA4177-2、ADA4177-4)的发布首次将ADI集成OVP解决方案引入低噪声、精密运算放大器。它还给OVP解决方案增加一个额外特性,即在OVP事件期间防止输入电流提升正电压轨,另外还给增加了一个EMI滤波器。

ADA4177系列为运算放大器的鲁棒操作树立了新的标准。本应用笔记探讨ADA4177 OVP特性的应用,并就新OVP允许用户扩展保护范围,同时防止输入端过流并限制自热效应的方式提供指导。

详文请阅:应用ADA4177系列输入过压保护运算放大器的实际设计考虑

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作者:James Bryant

简介

比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件,该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间。运算放大器同样如此。

比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。

那么两者之间有何区别呢?比较器拥有逻辑输出端,可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS(许多比较器的确如此),则比较器的输出始终为正负电源的轨之一,或者在两轨间进行快速变迁。运算放大器有一个模拟输出端,但输出电压通常不靠近两个供电轨,而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用,来自输出端的反馈进入反相输入端。但多数现代运算放大器的输出端可以摆动到供电轨附近。为何不将它们用作比较器呢?

运算放大器具有高增益、低偏置和高共模抑制的特点。其偏置电流通常低于比较器,而且成本更低。此外,运算放大器一般提供两个或四个一组的封装模式。如果需要三个运算放大器和一个比较器,购买四个运算放大器,使其中之一闲置,然后再单独买一个比较器,这样做似乎毫无意义。

然而,把运算放大器用作比较器时,最好的建议其实非常简单,那就是切勿这样做!

详文请阅:将运算放大器用作比较器

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模拟电路设计师在设计放大器时,为了使其稳定,煞费苦心。然而在真实世界中,总是有很多情况引起放大器振荡——

不同类型的负载可能使放大器振鸣;

设计不当的反馈网络可能引起不稳定性

电源旁路不够充分也可能引起问题

输入和输出作为单端口系统也还可能自振荡;……

为了解决这些问题,今天我们将同大家共同探讨振荡的常见原因以及补救方法。

基础知识

图 1a 显示了一个非轨至轨放大器的方框图。输入控制 gm 方框,gm 方框驱动增益节点,并在输出端得到缓冲。补偿电容器 Cc 是主要的频率响应组件。Cc 的返回引脚应该接地,如果有这样一个引脚的话;但是运算放大器传统上不接地,电容器电流会返回一个或两个电源。图 1b 是最简单的轨至轨输出放大器的方框图。输入方框 gm 的输出电流通过“电流耦合器”发送,这将驱动电流分成两部分,提供给输出晶体管。频率响应由两个 Cc/2s 决定,二者实际上是并联的。

典型非轨至轨运算放大器拓扑

图1a:典型非轨至轨运算放大器拓扑

典型轨至轨运算放大器拓扑

图1b:典型轨至轨运算放大器拓扑

以上两种拓扑代表了绝大多数使用外部反馈的运算放大器。图 1c 显示了我们的理想放大器的频率响应,尽管两个电路的电气原理不同,但行为表现却类似。由 gm 和 Cc 形成的单极点补偿提供 GBF = gm/(2πCc) 的单位增益带宽积频率。在 GBF/Avol 附近,这些放大器的相位滞后从 –180° 降至 –270°,其中 Avol 是放大器开环 DC 增益。当频率远高于这个低频率时,相位就一直停在 –270° 上。这就是为人熟知的“主极点补偿”,其中 Cc 极点主导频率响应,隐藏了有源电路的各种频率限制。

理想化的运算放大器频率响应

图1c:理想化的运算放大器频率响应

图 2 显示了 LTC6268 放大器随频率变化的开环增益和相位响应。LTC6268是一款小巧的小型低噪声 500MHz 放大器,具轨至轨输出和仅 3fA 偏置电流,可以作为一个很好的例子来说明真实放大器的行为表现。主极点补偿的 –90° 相位滞后约从 0.1MHz 开始,在 8MHz 左右达到 –270°,超过 30MHz 时则下移超过 –270°。实际上,除了由于额外增益级和输出级所引起的基本主导补偿滞后之外,所有的放大器都具有高频相位滞后。通常,额外相位滞后的起点在 GBF/10 左右。

LTC6268的增益和相位随频率的变化

图2:LTC6268的增益和相位随频率的变化

反馈的稳定性是一个绕环路增益和相位的问题,或者,Avol 乘以反馈系数,简言之就是环路增益。如果我们以单位增益配置方式连接 LTC6268,那么输出电压 100% 反馈回来。在非常低的频率上,输出是“–”输入的负值,或相位滞后 –180°。补偿通过放大器又增加了 -90° 滞后,从“–”输入到输出引入 –270° 滞后。当环路相位滞后增大到 ±360° 或其倍数时,就会发生振荡,而且环路增益至少是 1V/V 或 0dB。相位裕度是衡量当增益为 1V/V 或 0dB 时相位滞后与 360° 相差多少。图 2 显示,在 130MHz 时相位裕度约为 70°(10pF 红色曲线)。这是一个非常健康的数字,相位裕度低至大约 35° 都是可行的。

一个不太常提及的话题是增益裕度,尽管这是个同样重要的参数。当相位裕度在一些较高的频率上降低至零时,如果增益至少为 1V/V 或 0dB,放大器就会振荡。如图 2 所示,当相位降至 0° (或 360° 的倍数,或如图中所示为 –180°) 时,增益在 1GHz 左右约为 –24dB。这是非常低的增益,在这种频率上不会发生振荡。实际上,人们希望增益裕度至少为 4dB。

去补偿型放大器

虽然 LTC6268 在单位增益条件下是相当稳定的,但是有少量故意不稳定的运放。通过把放大器补偿设计为仅在较高闭环增益下保持稳定,设计折衷能够提供比单位增益补偿方案更高的转换速率、更宽的 GBF、和更低的输入噪声。图 3 示出了 LTC6230-10 的开环增益和相位。该放大器打算在数值为 10 或更大的反馈增益条件下使用,因此反馈网将至少使输出衰减 10 倍。通过这个反馈网络,我们可以找到开环增益为 10V/V 或 20dB 时的频率,并发现在 50MHz (±5V 电源) 时相位裕度为 58°。单位增益时,相位裕度仅约 0°,放大器会振荡。

LT6230-10的增益和相位随频率的变化

图3:LT6230-10的增益和相位随频率的变化

一个观察结果是,当提供比最小稳定增益大的闭环增益时,所有放大器都会更稳定。即使 1.5 的增益也会使单位增益可稳定的放大器稳定得多。

反馈网络

谈到振荡,反馈网络本身可也能引起振荡。请注意,在图 4 中,我们放上了一个与反馈分压器并联的寄生电容。这是不可避免的,电路板上每个组件的每个端子到地都有约 0.5pF 寄生电容,还有走线的寄生电容。

寄生电容加载到反馈网络上

图4:寄生电容加载到反馈网络上

实际上,节点的最小电容为 2pF,每英寸走线也有约 2pF 电容。累积寄生电容很容易达到 5pF。考虑提供 +2 增益的 LTC6268。为了降低功率,我们将 Rf 和 Rg 的值设定为相当高的 10kΩ。Cpar = 4pF 时,反馈网络在 1/(2π*Rf||Rg*Cpar) 或 8MHz 上有一个极点。利用反馈网络的相位滞后为 –atan(f/8MHz) 这个事实,我们可以估计出,在 35MHz 左右,环路将有 360° 的相位滞后,这时放大器的相位滞后为 –261°,反馈网络滞后 –79°。在这一相位和频率上,放大器仍有 22dB 增益,同时分压器增益为

在 0° 相位上,放大器的 22dB 乘以反馈分压器的 –19dB 产生 +3dB 环路增益,电路振荡。为了在存在寄生电容的情况下正常运行,我们必须将反馈电阻器的值调小,这样反馈极点才能远远超过环路的单位增益频率。极点与 GBF 之比至少为 6 倍才行。

运算放大器输入端本身可能也有相当大的电容,与 Cpar 一样。尤其是,低噪声和低 Vos 放大器有大型输入晶体管,可能比其他类型的放大器有更大的输入电容,而输入电容加载到了放大器反馈网络上。我们需要查阅数据表,以了解将有多大的电容与 Cpar 并联。幸运的是,LT6268 仅有 0.45pF 电容,对这样一个低噪声放大器而言,这个电容值已经非常低了。可用 ADI 免费提供的、运行于 LTspice® 上的宏模型模拟有寄生电容的电路。

图 5 显示了提高分压器电容容限的方法。

降低Cpar影响的方法

图5:降低Cpar影响的方法

图 5a 显示了一款非负输出放大器配置,增加了 Rin。假定 Vin 是低阻抗源 (

图 5b 显示了一种负输出配置。Rg 仍然执行环路衰减而不改变闭环增益。在这种情况下,输入阻抗不受“Rg”干扰,但噪声、失调和带宽参数会恶化。

图 5c 示出了在同相放大器中补偿 Cpar 的优选方法。如果我们设定 Cf* Rf = Cpar * Rg,则我们拥有了一个“补偿衰减器”,从而使反馈分压器现在于所有频率下都具有相同的衰减,并且解决了 Cpar 问题。产品中的失配将在放大器的通带中引起“凸块”,和在响应曲线中引起“搁板”(此时,低频响应是平坦的,但是在 f = 1/2 * Cpar * Rg 附近变至另一个平直线段)。图 5d 示出了用于负输出放大器的等效 Cpar 补偿。必需对频率响应进行分析以找到一个正确的 Cf,而放大器的带宽即为该分析工作的一部分。

这里依次列举一些有关电流反馈放大器 (CFA) 的评论。如果图 5a 中的放大器是一个 CFA,则“Rin”对于更改频率响应所起的作用甚微,因为负输入是非常低的阻抗并主动地拷贝正输入。噪声指标将略有劣化,而且额外的负输入偏置电流实际上将以 Vos/Rin 的形式出现。同样,就频率响应而言,图 5b 中的电路未被“Rg”所改变。反相输入并不仅仅是一个虚拟地,它是一个真正的接地低阻抗,而且已经容许了 Cpar (仅限负输出模式!)。DC 误差类似于图 5a 中所示的情形。图 5c 和 5d 对于电压输入运放可能是优选方案,但是 CFA 完全不能容许一个没有振荡的直接反馈电容器。

负载问题

就像反馈电容可能损害相位裕度一样,负载电容也能起到同样的作用。图 6 显示在几种增益设定值情况下,LTC6268 输出阻抗随频率的变化。请注意,单位增益输出阻抗低于较高增益时的输出阻抗。全反馈使开环增益能够降低放大器的固有输出阻抗。因此图 6 中,增益为 10 时的输出阻抗一般是单位增益时输出阻抗的 10 倍。由于反馈衰减器降低了环路增益,绕环路增益为 1/10,否则就会降低闭环输出阻抗。开环输出阻抗约为 30,这一点在增益为 100 这条曲线的高频平坦区域很明显。在这个区域,从增益带宽频率/100 左右到增益带宽频率,没有足够的环路增益来降低开环输出阻抗。

在3种增益情况下,LTC6268输出阻抗随频率的变化

图6:在3种增益情况下,LTC6268输出阻抗随频率的变化

电容器负载会引起开环输出阻抗相位滞后和幅度衰减。例如,一个 50pF 负载和我们的 LTC6268 30 输出阻抗形成了另一个位于 106MHz 的极点,输出在此具有一个 –45° 相位滞后和 –3dB 衰减。在该频率,放大器具有一个 –295° 相位和 10dB 增益。假设采用的是单位增益反馈,我们并未完全实现振荡,因为相位未使之至 ±360° (在 106MHz)。不过,在 150MHz,放大器具有 305° 相位滞后和 5dB 增益。输出极点具有一个相位

–atan(150MHz/106MHz) = –55°

和一个增益

循环地倍增增益,我们获得 360° 相位和 +0.2dB 增益,又是一个振荡器。50pF 似乎是将强制 LTC6268 产生振荡的最小负载电容。

防止负载电容引起振荡的最常见方式是,在反馈连接之后,简单地给电容串联一个小阻值的电阻器。10Ω 至 50Ω 的阻值将限制容性负载可能引起的相位滞后,并在速度非常高的时候,隔离放大器和低容性阻抗。缺点包括随负载电阻特性而变化的 DC 和低频误差、容性负载频率响应受到限制、以及如果负载电容在电压变化时不恒定所导致的信号失真。

提高放大器的闭环增益,常常可以防止负载电容引起的振荡。以较高的闭环增益运行放大器意味着,在环路相位为 ±360° 的频率上,反馈衰减器也衰减环路增益。例如,如果我们使用 LTC6268 时,其闭环增益为 +10,那么我们会看到,放大器在 40MHz 时有 10V/V 或 20dB 增益,相位滞后 285°。要激起振荡,就需要一个输出极点,导致额外的 75° 滞后。通过 –75° = –atan(40MHz/Fpole) → Fpole = 10.6MHz,我们可以求出输出极点。这个极点频率来自 500pF 负载电容和大小为 30 的输出阻抗。输出极点增益为

由于未加载的开环增益为 10,所以我们得到,振荡频率上的绕环路增益为 0.26,因此这一次我们不会产生振荡,至少不会产生由一个简单的输出极点引起的振荡。这样,通过提高闭环增益,我们将负载电容容限从 50pF 提高到了 500pF。

另外,无端接的传输线也是非常糟糕的负载,因为它们会带来随频率而重复的“失控式”阻抗和相位变化 (见图 7 中一根无端接 9 英尺电缆的阻抗)。

未端接同轴电缆的阻抗和相位

图7:未端接同轴电缆的阻抗和相位

如果您的放大器能够在某种低频谐振条件下安全地驱动电缆,那么它很可能在某个较高的频率振荡,这是因为其自己的相位裕度减少了。如果电缆必须是无端接的,则一个与输出端相串联的“背匹配”(back-match) 电阻器能够隔离电缆的极端阻抗变化。此外,即使来自电缆未端接端的瞬态反射正好反冲回放大器,如果向后匹配电阻器的阻值与电缆特性阻抗相匹配,那么该电阻器也能恰当地吸收这种能量。如果向后匹配电阻器与电缆阻抗不匹配,那么有些能量就会从放大器和端子反射,一路回到未端接端。当能量到达该端时,再次迅速反射回放大器,结果,就有了一系列来回跳动的脉冲,但每次都有衰减。

图 8 显示了一个更完整的输出阻抗模型。ROUT 项与我们在 LTC6268 中讨论过的一样,也是 30Ω,这里又增加了一个 Lout 项。这是一个物理电感和电子等效电感的组合。物理封装、接合线和外部电感加起来为 5nH 至 15nH,封装越小,这个数值就越小。

放大器输出阻抗的电感性组件

图8:放大器输出阻抗的电感性组件

此外,任何放大器都有 20nH 至 70nH 的电生电感,尤其是双极型器件。器件的有限 Ft 将输出晶体管的寄生基极电阻变成电感。危害是,Lout 与 CL 可能相互作用,形成一个串联谐振电路,那么同样的问题又来了,如果环路中没有更大的相位滞后,串联谐振电路的阻抗就可能降至 Rout 无法驱动的水平,从而可能产生振荡。例如,设定 Lout = 60nH 和 CL = 50pF。谐振频率

刚好位于 LTC6268 通带内。实际上,这个串联谐振电路在谐振时加载到了输出端,严重改变了谐振频率附近的环路相位。不幸的是,Lout 在放大器的数据表中并不提及,但有时可以在开环输出阻抗图上看到它的影响。总之,对带宽小于 50MHz 左右的放大器而言,这种影响并不重要。

一种解决方案如图 9 所示。Rsnub 和 Csnub 形成了所谓的“减震器”,其目的是降低谐振电路的 Q 值,这样谐振电路就不会在放大器输出端加上很低的谐振阻抗。Rsnub 的值通常估定为谐振时 CL 的电抗 (本例中为 -j35Ω),以将输出谐振电路的 Q 值降至 1 左右。调整 Csnub 的大小,以将 Rsnub 完全插入输出谐振频率处,即 Csnub 的电抗

使用一个输出减震器

图9:使用一个输出减震器

电流反馈放大器的负输入实际上是一个缓冲器输出,也将展现图 8 所示的一系列特点。因此,该输入就像一个输出一样,可能靠着 Cpar 产生自振荡。Cpar 和任何有关的电感都必须最大限度减小。不幸的是,减震器在负输入端会随着频率变化改变闭环增益,因此不实用。

奇怪的阻抗

很多放大器在高频时输入阻抗都有点反常。有两个串联输入晶体管的放大器最是如此,如达林顿 (Darlington) 配置。很多放大器在输入端都有 npn/pnp 晶体管对,其行为表现随频率的变化与达林顿配置类似。输入阻抗的实数部分在有些频率 (一般远高于 GBF) 上会变成负的。电感性源阻抗会与输入和电路板电容谐振,负的实数分量可能激起振荡。当用未端接电缆驱动时,这还有可能导致在很多重复频率上的振荡。如果输入端不可避免地使用长的电感性导线,那么可用几个串联的、可以吸收能量的电阻器断开导线,或者可以在放大器输入引线上安装一个阻抗为中等大小的减震器 (约 300Ω)。

电源

最后一个需要考虑的振荡源是电源旁路。图 10 显示了输出电路的一部分。LVS+ 和 LVS– 是不可避免的封装、IC 接合线、旁路电容器的物理长度 (像任何导体一样也是电感性的) 以及电路板走线的串联电感。还包括将局部旁路组件连接到电源总线其余部分 (如果不是电源平面) 的外部电感。尽管 3nH 至 10nH 看起来似乎不大,但是在 200MHz 时,就是 3.8 至 j12Ω。如果输出晶体管传导大的高频输出电流,那么在电源电感两端会存在压降。

电源旁路细节

图10:电源旁路细节

放大器的其余部分需要无噪声电源,因为这些部分不能随着频率变化抑制电源噪声。在图 11 中我们可以看到 LTC6268 随频率变化的电源抑制比 (PSRR)。在所有运算放大器中,因为没有接地引脚,所以补偿电容器都连接到电源,会将电源噪声耦合到放大器中,gm 必须抵消这种噪声。由于补偿,PSRR 随着 1/f 降低,而且过了 130MHz 后,电源抑制实际上在变大。在 200MHz 时,因为 PSRR 的增大,输出电流可能干扰 LVs 电感器内部的电源电压,通过 PSRR 的放大,干扰变成很强的放大器信号,驱动输出电流、产生内部电源信号等,导致放大器振荡。这就是所有放大器的电源都必须用电感很小的走线和组件精心旁路的原因。此外,电源旁路电容器必须比任何负载电容都大得多。

LTC6268随频率变化的电源抑制

图11:LTC6268随频率变化的电源抑制

如果我们考虑 500MHz 左右的频率,那么 3nH 至 10nH 就变成 j9.4Ω 至 j31.4Ω 了。这已经足够输出晶体管靠其电感和 IC 组件电容产生自振荡了,尤其是在输出电流较大 (晶体管 gm 和带宽增大) 时。因为用如今的半导体制造工艺生产的晶体管带宽很大,所以需要特别注意,至少在大输出电流时。

结 论

总之,设计师需要考虑与每个运算放大器端子有关的寄生电容和电感以及负载的性质。放大器被设计成在标称环境中是稳定的,但是每种应用都需要针对其自身的分析。

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围观 11
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我们已经指出,噪声比一些较大噪声源少三分之一至五分之一的任何噪声源都可以忽略,几乎不会有误差。此时,两个噪声电压必须在电路内的同一点测量。要分析运算放大器电路的噪声性能,必须评估电路每一部分的噪声贡献,并确定以哪些噪声为主。为了简化后续计算,可以用噪声频谱密度来代替实际电压,从而带宽不会出现在计算公式中(噪声频谱密度一般用nV/√Hz表示,相当于1 Hz带宽中的噪声)。

如果考虑下图1中的电路——由一个运算放大器和三个电阻组成的放大器(R3代表节点A处的源阻抗),可以发现六个独立噪声源:三个电阻的约翰逊噪声、运算放大器电压噪声和运算放大器各输入端的电流噪声。每个噪声源都会贡献一定的放大器输出端噪声。噪声一般用RTI来规定,或折合到输入端,但计算折合到输出端(RTO)噪声往往更容易,然后将其除以放大器的噪声增益(非信号增益)便得到RTI噪声。

单极点系统的运算放大器噪声模型

图1:单极点系统的运算放大器噪声模型

下图2详细分析了图1中的各噪声源是如何反映到运算放大器输出端的。有关反相输入端的电流噪声效应,还需要进一步讨论。此电流IN–不会按预期流入R1——放大器周围的负反馈可使得反相输入端的电位保持不变,因此从该引脚流出的电流在负反馈强制作用下仅能流入R2,从而产生IN– R2输出端电压。也可以考虑IN–流入R1和R2并联组合产生的电压,然后通过放大器的噪声增益放大,但结果是一样的,计算反而更复杂。

折合到输出端的噪声源(RTO)

图2:折合到输出端的噪声源(RTO)

下图2详细分析了图1中的各噪声源是如何反映到运算放大器输出端的。有关反相输入端的电流噪声效应,还需要进一步讨论。此电流IN–不会按预期流入R1——放大器周围的负反馈可使得反相输入端的电位保持不变,因此从该引脚流出的电流在负反馈强制作用下仅能流入R2,从而产生IN– R2输出端电压。也可以考虑IN–流入R1和R2并联组合产生的电压,然后通过放大器的噪声增益放大,但结果是一样的,计算反而更复杂。

请注意,与三个电阻相关的约翰逊噪声电压已包括在图2的表达式中。所有电阻的约翰逊噪声为√(4kTBR),其中k是玻尔兹曼常数(1.38×10–23 J/K),T是绝对温度,B是带宽(单位为Hz),R是电阻(单位为Ω)。一个很容易记住的简单关系是:1000 Ω电阻在25ºC时产生的约翰逊噪声为4 nV/√Hz。

以上分析假设是单极点系统,其中反馈网络为纯阻性,且噪声增益与频率关系曲线平坦。此情况适用于大多数应用,但如果反馈网络包含电抗元件(通常为电容),则噪声增益在目标带宽内不恒定,必须使用更复杂的技术来计算总噪声。有关二阶系统噪声的考虑,请参见指南MT-050。

参考文献

1. Hank Zumbahlen, Basic Linear Design, Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1. Also available as
Linear Circuit Design Handbook, Elsevier-Newnes, 2008, ISBN-10: 0750687037, ISBN-13: 978-
0750687034. Chapter 1.
2. Walter G. Jung, Op Amp Applications, Analog Devices, 2002, ISBN 0-916550-26-5, Also available as Op
Amp Applications Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7844-5. Chapter 1.

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