ADI

在医疗设备、汽车仪器仪表和工业控制等科技领域中,当设备设计涉及应变计、传感器接口和电流监控时,通常需要采用精密模拟前端放大器,以便提取并放大非常微弱的真实信号,并抑制共模电压和噪声等无用信号。首先,设计人员将集中精力确保器件级噪声、失调、增益和温度稳定性等精度参数符合应用要求。

然后,设计人员根据上述特性,选择符合总误差预算要求的前端模拟器件。不过,此类应用中存在一个经常被忽视的问题,即外部信号导致的高频干扰,也就是通常所说的“电磁干扰(EMI)”。EMI可以通过多种方式发生,主要受最终应用影响。例如,与直流电机接口的控制板中可能会用到仪表放大器,而电机的电流环路包含电源引线、电刷、换向器和线圈,通常就像天线一样可以发射高频信号,因而可能会干扰仪表放大器输入端的微小电压。

另一个例子是汽车电磁阀控制中的电流检测。电磁阀由车辆电池通过长导线来供电,这些导线就像天线一样。该导线路径中连接着一个串联分流电阻,然后通过电流检测放大器来测量该电阻上的电压。该线路中可能存在高频共模信号,而该放大器的输入端容易受到这类外部信号的影响。一旦受到外部高频干扰影响,就可能导致模拟器件的精度下降,甚至可能无法控制电磁阀电路。这种状态在放大器中的表现就是放大器输出精度超过误差预算和数据手册中的容差,甚至在某些情况下可能会达到限值,从而导致控制环路关断。

EMI是如何造成较大的直流偏差呢?可能是以下一种情形:根据设计,很多仪表放大器可以在最高数十千赫的频率范围内表现出极佳的共模抑制性能。但是,非屏蔽的放大器接触到数十或数百“兆赫”的RF辐射时,就可能会出现问题。此时放大器的输入级可能会出现非对称整流,从而产生直流失调,进一步放大后,会非常明显,再加上放大器的增益,甚至达到其输出或部分外部电路的上限。

关于高频信号如何影响模拟器件的示例

本例将详细介绍一种典型的高端电流检测应用。图1所示为汽车应用环境中用于监控电磁阀或其它感性负载的常见配置。

图1. 高端电流监控

我们采用两个具有类似设计的电流检测放大器配置,研究了高频干扰的影响。这两个器件的功能和引脚排列完全相同;不过,其中一个内置EMI滤波器电路,而另一个则没有。

图2. 电流传感器输出 (无内置EMI滤波器,前向功率 = 12 dBm, 100 mV/分频,3 MHz时直流输出达到峰值)

图2所示为输入在较宽频率范围内变化时电流传感器的直流输出与其理想值的偏差情况。从图中可以看出,在1 MHz至20 MHz的频率范围内,偏差最为显著(>0.1 V),且3 MHz时直流误差达到最大值(1 V),这在放大器0 V至5 V的输出电压范围中占据很大比例。

图3所示为采用另一种引脚兼容电流传感器时相同实验和配置的测试结果,其中电流传感器具有与之前示例相同的电路架构和类似的直流规格,但是内置输入EMI滤波电路。注意,电压范围扩大了20倍。

图3. 电流传感器输出 (内置EMI滤波器,前向功率 = 12 dBm, 5 mV/分频,>100 MHz时直流输出达到峰值)

这种情况下,40 MHz时误差仅为3 mV左右,且峰值误差(大于100 MHz时)小于30 mV,性能提高35倍。这点清楚地表明,内置EMI滤波电路有助于显著提高电流传感器防护性能,使其免受输入端存在的高频信号影响。在实际应用中,尽管并不清楚EMI的严重程度,但是如果使用内置EMI滤波功能的电流传感器,实际上控制环路将会保持在其容差范围内。

这两种器件都在完全相同的条件下进行测试。唯一不同就是AD8208(参见“附录”)在输入引脚和电源引脚上都配有内部低通RF输入滤波器。在芯片上增添这样的部件似乎微不足道,但是由于应用通常由PWM进行控制,这种情况下电流检测放大器必须能够承受最高45 V的连续开关共模电压。因此,要保持精确的高增益和共模抑制性能,输入滤波器必须严格匹配。

设计和测试时为何以及如何保证EMI兼容性

汽车应用对EMI事件尤其敏感,而在由中央电池、捆绑线束、各种感性负载、天线以及与汽车相关的外部干扰构成的嘈杂电气环境中,后者却是无法避免的。由于安全气囊配置、巡航控制、刹车和悬架等多种关键功能控制都涉及到电子设备,因此必须保证EMI兼容性,绝不容许因外部干扰而出现误报或误触发。早先,EMI兼容性测试是汽车应用中的最后一项测试。如果出现差错,设计人员就必须在仓促之间找出解决方案,而这往往涉及到改变电路板布局、额外添加滤波器,甚至是更换器件。

这种不确定性极大提高了设计成本,并给工程师造成了很多麻烦。一直以来,汽车行业都在采取切实措施来改善EMI兼容性。由于设备必须符合EMI标准,汽车OEM厂商现在要求半导体制造商(如ADI公司)必须在器件级执行EMI测试,然后才会考虑采用其生产的器件。现在,这一流程已经普及,所有IC制造商都使用标准规格来测试器件的EMI兼容性。

如欲了解各类型集成电路的标准EMI测试要求,请向国际电工委员会 (IEC)购买获取相关文档。通过IEC 62132和IEC 61967等文档则可以了解EMI和EMC,其中非常详细地描述了如何使用业界公认的标准来测试特定集成电路。上述各种测试都是根据这些指南说明进行的。

具体而言,这些测试都采用 “直接功率注入法”完成,这是一种通过电容将RF信号耦合至特定器件引脚的方法。根据待测IC的类型,针对不同的RF信号功率水平和频率范围,测试器件的每路输入。图4显示了在特定引脚上执行直接功率注入测试的原理示意图。

图4. 直接功率注入

这些标准中包含电路配置、布局方法和监控技术方面的大量必要信息,有助于正确理解器件测试成功与否。更为完整的IEC标准原理图如图5所示。

图5. EMI耐受性测试原理图

Summary

集成电路的EMI兼容性是电子设计能否成功的关键所在。本文仅从放大器是否内置EMI滤波器出发,介绍了两款非常类似的放大器执行直流测量时,在RF环境中的直流性能有何显著差别。在汽车应用中,考虑到安全性和可靠性时,EMI是一个非常重要的方面。如今,在设计和测试针对关键应用的器件时,IC制造商(如ADI公司)日益重视EMI耐受性方面的考虑因素。IEC标准非常详细地说明了有用的相关指导原则。对于汽车应用市场,AD8207, AD8208 和 AD8209等电流检测器件都通过了EMI测试。锂离子电池安全监控器AD8280和数字式可编程传感器信号放大器AD8556等新款器件经过专门设计和测试,符合EMI相关要求。

附录

AD8208的更多详情:AD8203(图A)是一款单电源差动放大器,非常适合在大共模电压情况下放大和低通滤波小差分电压。采用+5 V单电源供电时,输入共模电压范围为-2 V至+45 V。该款放大器提供增强的输入过压和ESD保护,并内置EMI滤波功能。

图A. AD8208差动放大器

AD8208具有出色的交流和直流性能,且通过相关认证,适合要求采用稳定可靠的精密器件来改善系统控制的汽车应用。失调和增益漂移典型值分别小于5 µV/°C和10 ppm/°C。该器件提供SOIC和MSOP两种封装,在DC至10 kHz范围内共模抑制比(CMR)最小值为80 dB。

另外提供一个外部可用的100kΩ电阻,可用来进行低通滤波以及建立20以外的增益。

作者:Henri Sino

Henri Sino是ADI公司马萨诸塞州威尔明顿市集成放大器产品(IAP)部门的一名应用工程师。他拥有伍斯特理工学院电气工程学士(BSEE)学位,毕业后就加入ADI公司,迄今已工作了六年。在此期间,Henri主要负责为汽车和通信应用市场方面的产品和客户提供支持。

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Stefano Gallinaro ADI公司

各种应用的功率转换器正从纯硅IGBT转向SiC/GaN MOSFET。一些市场(比如电机驱动逆变器市场)采用新技术的速度较慢,而另一些市场(比如太阳能逆变器、电动汽车牵引逆变器和充电器市场)在创新中发挥着关键作用。

预计未来五年太阳能市场将以10%的年复合增长率增长,非常乐观,而光伏系统价格预计将再下降20%。这很可能是光伏逆变器电子元件技术进步的结果。功率开关 (SiC/GaN MOSFET) 的新技术将提高开关频率,从而减小电感和电容尺寸,同时要求更精确、更快速、能效更高的检测、控制和驱动IC。到2021年,在全部电站级逆变器中,30 kW至100 kW的1500 VDC电站级串式逆变器将占有90%以上的市场份额。它们代表了采用创新多电平拓扑结构的新型高密度SiC/GaN功率开关的测试基准。

电动汽车 (EV) 和储能系统 (ESS) 等颠覆性新应用,产生了对超高效率、高功率密度、高频SiC功率转换器的需求。车载牵引电机驱动器希望获得最高功率密度以减小尺寸和重量,并刷新新的效率记录,而车外快速充电器希求高电压(高达2000 VDC、> 150 kW)和复杂的高频拓扑结构,从而降低磁性部件、机械部件和总成的整体系统成本。除此之外,这些新应用也推动了创新多核控制处理器的发展,并能管理复杂的控制算法,确保系统在双向模式下(从交流电网到直流负载及相反)工作时的效率和稳定性。

图1. ADI公司IC生态系统

驱动SiC/GaN功率开关需要设计一个完整的IC生态系统,这些IC经过精密调整,彼此配合。设计重点不再只是以开关为中心,必须加以扩大。应用的工作频率、效率要求和拓扑结构的复杂性要求使用同类最佳的隔离式栅极驱动器(例如ADuM4135),其由高端隔离式电源电路(例如LT3999)供电。控制须利用集成高级模拟前端和特定安全特性的多核控制处理器(例如ADSP-CM419F)完成。最后,利用高能效隔离式∑-∆型转换器(例如AD7403)检测电压,从而实现设计的紧凑性。

在Si IGBT到SiC MOSFET的过渡阶段,必须考虑混合拓扑结构,其中SiC MOSFET用于高频开关,Si IGBT用于低频开关。隔离式栅极驱动器必须能够驱动不同要求的开关,其中较多的是并联且采用硅IGBT/SiC MOS混合式多电平配置。客户希望一种器件就能满足其所有应用要求,从而简化BOM并降低成本。利用多电平转换器很容易达到1500 VDC以上的高工作电压(例如大规模储能使用2000 VDC),此类电压对于为安全而实施的隔离栅是一个重大挑战。

ADuM4135隔离式栅极驱动器采用ADI公司经过验证的iCoupler®技术,可以给高电压和高开关速度应用带来诸多重要优势。ADuM4135是驱动SiC/GaN MOS的最佳选择,出色的传播延迟优于50 ns,通道间匹配小于5 ns,共模瞬变抗扰度 (CMTI) 优于100 kV/μs,单一封装能够支持高达1500 VDC的全寿命工作电压。

图2. ADuM4135评估板

ADuM4135采用16引脚宽体SOIC封装,包含米勒箝位,以便栅极电压低于2 V时实现稳健的SiC/GaN MOS或IGBT单轨电源关断。输出侧可以由单电源或双电源供电。去饱和检测电路集成在ADuM4135上,提供高压短路开关工作保护。去饱和保护包含降低噪声干扰的功能,比如在开关动作之后提供300 ns的屏蔽时间,用来屏蔽初始导通时产生的电压尖峰。内部500 µA电流源有助于降低器件数量;如需提高抗噪水平,内部消隐开关也支持使用外部电流源。考虑到IGBT通用阈值水平,副边UVLO设置为11 V。ADI公司iCoupler芯片级变压器还提供芯片高压侧与低压侧之间的控制信息隔离通信。芯片状态信息可从专用输出读取。器件原边控制器件在副边发生故障后复位。

对于更紧凑的纯SiC/GaN应用,新型隔离式栅极驱动器ADuM4121是解决方案。该驱动器同样基于ADI公司的iCoupler数字隔离技术,其传播延迟在同类器件中最低 (38 ns),支持最高开关频率和150 kV/μs的最高共模瞬变抗扰度。ADuM4121提供5 kV rms隔离,采用宽体8引脚SOIC封装。

图3. ADuM4135框图

图4. ADuM4121框图

图5. ADuM4121评估板

当隔离式栅极驱动器用在高速拓扑中时,必须对其正确供电以保持其性能水平。ADI公司的LT8304/LT8304-1是单芯片、微功耗、隔离式反激转换器。这些器件从原边反激式波形直接对隔离输出电压采样,无需第三绕组或隔离器进行调节。输出电压通过两个外部电阻和第三个可选温度补偿电阻进行编程。边界工作模式提供一种具有出色负载调整率的小型解决方案。低纹波突发工作模式可在小负载时保持高效率,同时使输出电压纹波最小。散热增强型8引脚SO封装中集成了2 A、150 V DMOS功率开关,以及所有高压电路和控制逻辑。LT8304/LT8304-1支持3 V至100 V的输入电压范围,最多可提供24 W的隔离输出功率。

ADI公司的LT3999是一款单芯片、高电压、高频率DC-DC变压器驱动器,提供隔离电源,解决方案尺寸很小。LT3999的最大开关频率为1 MHz,具有外部同步能力和2.7 V至36 V的宽输入工作电压范围,代表了为高速栅极驱动器提供稳定受控谐波和隔离电源的最高技术水准。它采用裸露焊盘的10引脚MSOP和3 mm × 3 mm DFN封装。

图6. LT3999评估板

系统控制单元(一般是MCU、DSP或FPGA的组合)必须能够并行运行多个高速控制环路,而且还能管理安全特性。它们必须提供冗余性以及大量独立的PWM信号、ADC和I/O。ADI公司的ADSPCM419F支持设计人员通过一个混合信号双核处理器来管理并行高功率、高密度、混合开关、多电平功率转换系统。

图7. ADSP-CM419F框图

ADSP-CM419F基于ARM® Cortex®-M4处理器内核,浮点单元工作频率高达240 MHz,而且包含一个工作频率高达100 MHz的ARMCortex-M0处理器内核。这使得单个芯片可以集成双核安全冗余性。主ARM Cortex-M4处理器集成带ECC(错误检查与校正)的160 KB SRAM存储器,带ECC的1 MB闪存,针对功率转换器控制而优化的加速器和外设(包括24个独立的PWM),以及由两个16位SAR型ADC、一个14位M0 ADC和一个12位DAC组成的模拟模块。ADSP-CM419F采用单电源供电,利用内部稳压器和一个外部调整管自行生成内部电压源。它采用210引脚BGA封装。

图8. ADSP-CM419F评估板

快速精确的电压检测是高速设计必备的功能。ADI公司的AD7403是一款高性能二阶∑-∆调制器,能将模拟输入信号转换为高速(高达20 MHz)单比特数据流。8引脚宽体SOIC封装中集高速互补金属氧化物半导体 (CMOS) 技术与单芯片变压器技术(iCoupler技术)于一体。AD7403采用5 V电源供电,可输入±250 mV的差分信号。通过适当的数字滤波器可重构原始信息,以在78.1 kSPS时实现88 dB的信噪比 (SNR)。

为使客户的新一代功率转换器设计具备高性能、高可靠性和市场竞争力,ADI公司已决定开发各种硬件和软件设计平台,其既可用于评估IC,又可作为完整系统的构建模块。这些设计平台目前针对战略客户而推出,代表了驱动新一代SiC/GaN功率转换器的完整IC生态系统的最高水准。设计平台类型众多,既有用于高电压、大电流SiC功率模块的隔离式栅极驱动器板,也有完整的交流/直流双向转换器,其中ADSP-CM419F的软件在正确控制SiC/GaN功率开关方面起着关键作用。

作者简介

Stefano Gallinaro于2016年加入ADI公司再生能源业务部。他负责管理太阳能、电动汽车、充电和储能领域的战略营销活动,同时特别关注功率转换。他在慕尼黑工作,负责全球相关业务。Stefano曾在意大利都灵理工大学学习电子工程,获学士学位。他的职业生涯始于意大利奥斯塔的STMicroelectronicsSrl—DORA S.p.A.,担任应用工程师。2016年加入ADI公司之前,他在德国安达赫治Vincotech GmbH担任了两年半的产品营销经理。联系方式:stefano.gallinaro@analog.com

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伺服系统广泛用于机床工具、纺织机械、印刷机械、激光雕刻机等传统OEM行业。机器人、机床、电子半导体以及风电太阳能等新能源对交流伺服的需求增长较快,不同细分领域的竞争格局差异较大。现代交流伺服系统最早被应用到宇航和军事领域,比如火炮、雷达控制等,后来逐渐进入到工业领域和民用领域。

1. 电子机械
由于中国逐渐发展为制造业大国,在电子行业尤其如此,中国已经成为各类消费电子产品如电视、手机、电脑等的世界制造工厂。因此产生了大量电子产品加工机械的需求。自动邦定机、固晶机是其中发展较快的两类产品。这两类机械通常一台机械配有3~6轴伺服,有些厂家一年就可生产上千套机器,因此对伺服产品需求量巨大。但这两类机械通常要求伺服快速、定位精度要求非常高,这就要求伺服产品具有小功率、小惯量、高精度的性能,适用伺服产品的功率范围一般在1KW以下,但精度通常要求达到17位编码器反馈。集成电路封装机、自动点胶机也是电子行业发展较快的分支产品,但对伺服精度要求较低,通常11位编码器反馈即可。目前此行业中松下伺服产品得到广泛应用。

2. 检测试验机械
在OEM行业,最终用户对机械生产产品质量要求越来越高,因此也产生了一类新的设备,即对产品质量的检测或试验设备。此类设备中对伺服有大量需求的机械有材料试验机(用于生产出的材料测试)、飞针测试机(用于对电子线路板质量测试)、光学检测设备等机械。这类设备对伺服的要求通常功率在5KW以下,位控精度要求较高,目前此行业中,安川伺服产品得到广泛应用。

3. 风力发电
2016年中国风电并网装机超过1.49亿千瓦,居全球首位。作为后起之秀,2005年中国风电总装机占全球装机仅为2.0%,仅仅十年时间中国风电累计装机占全球装机比例已达25.9%。风电的迅速发展不仅向中国各地输送了绿色清洁能源,同时也催生了中国风电产业链的繁荣发展。风电开发要实现大中小、分散与集中、陆地与海上开发相结合,通过风电开发和建设,促进风电技术进步和产业发展,实现风电设备制造自主化,尽快使风电产业具有市场竞争力,力争2020年我国风电技术达到世界领先水平。在“三北”(西北、华北北部和东北)等风资源富集地区,建设大型和特大型风电场,同步开展电力外送和市场消纳研究。发展海上风电,坚持海洋规划先行,避免无序发展。坚持统一规划,加快制定相关政策措施,促进低风速地区资源开发,因地制宜地建设中小型风电场,采用低速风机,就近上网本地消纳。在偏远地区,因地制宜发展离网风电。规划2020年风电装机总量为1.8亿千瓦。伺服系统主要应用于风机变浆系统,路斯特伺服产品由于针对风电行业单独定制,因此在风电行业被广泛使用。
4. 包装机械
包装机械行业对于伺服产品是潜力非常大的行业市场。2016年包装机械行业工业总产值同比去年增长1.6%。金融危机从某种程度上算得上是我国包装机械行业的利好消息。因为在宏观经济不景气的态势下,国外的包装工业企业为了节约成本,纷纷采用较为廉价的中国设备来替代发达国家的昂贵设备。那么全球经济的逐步回暖,我国包装机械自动化水平不高的劣势将显露无疑。因此,提高产品的自动化程度已经成为我国包装机械行业的当务之急。国内厂商可多关注出口较多的包装机械企业,寻求新的市场突破口。

供稿:睿工业
全文见《伺服与运动控制》2018年第二期

本文来源:四大伺服系统新兴市场以及趋势分析

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Analog Devices, Inc. (ADI)今日推出高集成度有源天线波束成形芯片ADAR1000,其支持相控阵雷达和通信系统设计人员利用紧凑的固态解决方案快速取代庞大的机械转向天线平台。ADAR1000芯片可简化设计,显著缩减空中交通管制、监控、通信和天气监测所用相控阵雷达系统的尺寸、重量及功耗。对于航空电子设计人员而言,ADAR1000支持平板天线阵列,这可以缩小传统雷达系统的外形尺寸,有助于设计出更小更轻的飞机。新型ADAR1000是即插即用型芯片,使得没有或仅有很少射频经验的设计人员也能扩展雷达系统的性能并延长其工作寿命。

* 查看ADAR1000产品页面、下载数据手册、申请样片和订购评估板:
https://www.analog.com/adar1000
* 了解有关ADI公司相控阵雷达解决方案的更多信息: https://www.analog.com/phasedarray
* 通过在线技术支持社区EngineerZone®联系工程师和ADI产品专家:https://ezchina.analog.com/community/rf

4通道ADAR1000有源天线波束成形芯片可取代天线相位增益调节和数字控制所需的12个分立元件。该IC支持X和Ku频段上的时分双工(TDD)。它有一个集成式T/R开关,可用来选择公共端口作为发射(Tx)的输入或接收(Rx)的输出。四对Tx和Rx通道具有独立可编程的增益和相位设置。ADAR1000可配置为直接控制外部T/R模块脉冲活动的各个方面,所需额外电路极少。所有设置都可以加载到内置存储器中,以便快速访问增益相位状态和T/R模块设置。ADAR1000提供可扩展的构建模块,可快速实施针对下一代雷达和通信系统的有源天线相控阵,无需大量第三方设计支持。

ADI公司射频与微波业务部总经理John Cowles表示:“ADI公司正将业界最丰富的射频产品组合与广泛的设计和封装专业技术结合,以帮助客户快速实施相控阵天线设计。我们新推出的相控阵列产品更小更轻,功能则与典型相控阵解决方案一样强大。它显著缩小了天线的外形尺寸,因此相控阵的潜在用途得以扩大。”

ADAR1000有源天线波束成形芯片产品特性:

* 8 GHz至16 GHz频率范围
* 半双工TDD用于Tx和Rx
* 单引脚Tx/Rx控制
* 多功能T/R模块控制模式
* 360度相位控制,相位分辨率小于2.8度
* 31 dB以上的增益控制,0.5 dB的分辨率
* 片内存储器用于预存波束位置
* 辅助8位模数转换器用于功率检波器和温度传感器
* 支持低功耗模式
* 4线SPI接口

产品报价与供货

ADI公司的射频和微波产品组合提供业界最广泛的能力以及深厚的系统设计专业知识,支持具有完整信号链能力的设计,包括射频、微波和毫米波。客户可以选择丰富的分立元件和集成解决方案,包括面向DC到100 GHz以上应用的完整天线到位产品系列。面向通信、测试测量仪器仪表、工业等市场,ADI公司提供最广泛的技术,包括CMOS、SiGe、BiCMOS、SOI、GaAs和GaN。

关于ADI公司

Analog Devices, Inc.是全球领先的高性能模拟技术公司,致力于解决最艰巨的工程设计挑战。凭借杰出的检测、测量、电源、连接和解译技术,搭建连接现实世界和数字世界的智能化桥梁,从而帮助客户重新认识周围的世界。详情请浏览ADI官网http://www.analog.com/cn

欲浏览官方网站上的ADI新闻,请访问:http://www.analog.com/cn/about-adi/news-room/press-releases.html

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作者:Eric Gaalaas,ADI公司

简介

通用串行总线(USB)是个人计算机(PC)通过电缆与外设实现通信的常用方法。某些应用中,需要隔离USB通信以满足安全要求,或中断接地环路。遗憾的是,隔离任务不易完成,因为USB电缆上有双向数据流。本文将讨论这个问题,并探讨实现易于使用的隔离式USB方案面临的其他挑战,最后对解决方案进行比较。一个理想的“透明”解决方案能将隔离对系统的影响降至最低,目前我们就可以提供这种解决方案。本文讨论的内容针对USB 2.0,支持三种数据速率: 1.5 Mbps(低速)、12 Mbps(全速)和480 Mbps(高速)。为简便起见,将详细探讨12 Mbps的情况,但示例中的很多原理同样适用于其他速度。

图1. 全速(12 Mbps) USB连接(非隔离式)

USB基础知识

USB广受欢迎的一个原因是它具有简单的4线式接口,能够为外设供电,并在外设与PC之间提供串行数据链路。图1显示标准的USB连接。VBUS和GND线提供5 V电源和接地,而D+和D–则承载数据。信号发送方式为双向半双工,表示数据可在任一方向沿电缆传输,但任意特定时刻最多只有一个发送器主驱动电缆。通信期间,USB发送器驱动差分或单端状态至D+和D–。数据以分组的形式进行组织,并用特殊信号序列表示分组开始和分组结束。有时总线处于空闲状态,也就是说没有激活任何发送器,时连接电缆D+和D–端点的电阻将建立“空闲”总线状态。空闲状态协助对分组之间的总线进行初始化它们还用来向主机指示外设的连接与断开状态,以及外设所需要的通信速度(1.5 Mbps、12 Mbps或480 Mbps)。

隔离总线主机和外设的方法

现在,请想象一下主机和外设的电气隔离。如[1]所述,隔离栅的位置可以有数个选项。无论哪种情况,都应隔离多个信号,并且信号的运行速度可能较快,或者信号可能是双向的。这取决于在何处进行隔离。这使得基于分立器件构建的解决方案变得更为复杂。完整的物料清单可能更长,并且有可能很难找到完全满足信号传送要求的分立器件。

图2a. 隔离分割了电缆(概念)

图2b. 隔离分割了电缆(显示额外电阻)

一种可能的隔离方法如图2a所示。图中,虚线表示隔离在理论上将USB电缆分割。D+和D–的状态信息可以跨越隔离栅,但电流不能。GND1节点(上游的接地基准)现在与GND2节点(下游的接地基准)相互分离。不幸的是,隔离使主机无法“看到”下游的上拉电阻,而外设无法“看到”上游的下拉电阻。因此,需要使用一些额外的电阻,如图2b所示,以便跨越隔离模仿相应连接。在这个“透明”概念中,主机与外设之间的通信方式和图1中的非隔离式连接十分类似。透明的USB隔离器元件可方便地插入收发器和USB电缆之间,并使用隔离电源。原本设计用于非隔离式应用的主机和外设可方便地连接USB隔离器并交换标准USB信号,无需大幅改动设计。

这种方法非常有吸引力,只要此概念可以真正实现,但需克服一些挑战。例如,独立的光电耦合器或数字隔离器通常不提供兼容USB的驱动特性,也不支持双向半双工通信方式。很多光电耦合器无法在12 Mbps或更高速率工作,并且具有较高的传播延迟和时序误差,不符合USB 2.0时序要求。后面还将提到其他问题。

目前,我们先讨论不透明的替代方案,如[1]中所述的方案。这些解决方案将隔离放在主机或外设的硬件内部,而不是通过隔离平分USB电缆。这样可以放在USB收发器和串行接口引擎(SIE)之间,或者SIE和USB控制器之间。如此,便可以采用独立的通用隔离器来隔离单向数字逻辑信号。然而,这样做有几个缺点。首先,必须定制USB收发器或控制器硬件,才能插入隔离元件。可能还需要额外的微控制器代码或修改USB驱动器软件。这将会为系统设计人员带来额外的工作量,并显著增加所需的电路板空间,因为这些解决方案非常复杂,要用到多个器件。另一个不足之处是,这样可能会导致总数据吞吐速率的下降,因为数据现在通过USB收发器和单独隔离的串联组合方案发送。隔离方案可能增加与编码和解码为另一种串行格式(如SPI)有关的延迟,或者增加与低速或隔离元件的非精确时序有关的延迟。

虽然存在这些缺点,但这类解决方案是在无法解决透明USB隔离器部署难题时的唯一可行方案。现在可以采用透明解决方案了。本文的余下篇幅将描述一个完全符合要求的示例。

透明USB隔离器要求

一个USB隔离器系统必须满足一些要求,以实现完全的“透明”工作:

1. 它必须驱动UD+、UD–、DD+和DD–,驱动方式与标准USB收发器相同,并实际包含两个USB兼容收发器,分布在隔离栅两侧(图3)。

图3. ADuM4160功能框图

2. 它必须管理USB电缆上的双向通信,确保其收发器在适当的时候进行发送和接收,并精确重现所有驱动和空闲状态。若要精确重现空闲状态,它必须在其上游侧配置上拉电阻,以模拟连接下游外设的上拉电阻状态。它在下游侧也需配置下拉电阻。必须监控总线上表示总线空闲、分组开始和分组结束的信号,以便正确响应这些状况。

3. USB隔离器内部的信号隔离器元件必须跨越隔离栅正向和反向传输D+和D–数据。如果信号隔离器是单向的(通常如此),则USB隔离器系统需要多个隔离通道,其中某些通道沿下游方向传输,另一些通道则相反,沿上游方向传输。

4. 信号隔离器必须以精确时序快速运行,以便支持所需的USB信号速度,并满足USB传播延迟和时序误差要求。

5. USB隔离器的每一侧都应支持5 V或3.3 V电源提供的功率。如果提供5 V电源,那么隔离器应当获得适合为该侧USB收发器供电的3.3 V调节电源。如果电源为3.3 V,那么隔离器可利用它来直接为USB收发器供电,并旁路其调节器。

透明USB隔离器的实现

ADI的ADuM4160 USB数字隔离器2满足全部要求,采用16引脚SOIC封装。原理框图如图3所示。它包含一对USB收发器、5个基于iCoupler®的数字隔离通道、控制逻辑以及2个“智能调节器”。它还集成1.5 kΩ上游上拉电阻,以及15 kΩ下游下拉电阻。

其USB收发器由简化控制器控制,后者无需完全解码并分析数据分组即可支持隔离功能。它能监控UD+、UD–、DD+和DD–,使信号指示总线空闲、分组启动和分组结束,并利用它们正确使能或禁用USB发送器,并忽略分组数据内容。若将下游分组数据从主机传输至外设,则会激活图3中的两个高位隔离通道,这与上游USB接收器和下游USB发送器相同。数据从UD+/UD–复制到DD+/DD–。分组结束时,检测分组结束序列,禁用所有USB发送器,允许总线进入空闲状态。如果外设随后开始传输上游分组数据,则USB隔离器检测分组启动序列,使能第三和第四条隔离通道以及上游USB发送器,并将数据从DD+/DD–复制到UD+/UD–,直到分组结束。然后,总线再次返回空闲状态,所有发送器关断,等待新数据到达。

ADuM4160使用第五条隔离通道交流下游侧控制线路的状态3,该控制线路激活一个集成在上游侧的上拉电阻,使得下游端口能够控制上游端口何时连接USB总线。该引脚可以连接到外设上拉电阻、一条控制线路或VDD2引脚,具体取决于何时执行初始总线连接。将引脚与外设的上拉电阻相连可让上游上拉电阻模拟其状态,同时让ADuM4160的下拉电阻模拟所连接主机的状态。所有活动与空闲状态均从隔离的一侧复制到另一侧。隔离通道是采用芯片级变压器的数字隔离器,可实现隔离通信。所有通道均可在100 Mbps以上工作,轻松支持12 Mbps USB“全速”数据。单芯片内集成所有通道可使能针对时序的严格控制,实现满足USB时序要求的低时序误差。ADuM4160产生的总传播延迟等于标准USB集线器产生的延迟。空闲总线的静态功耗低于USB限值。

智能调节器支持上文第5条要求中的电源选项,无需用户特别控制4。若要采用5 V为USB隔离器的一侧上电(如上游侧),则应将5 V电源连接适当的VBUS引脚(如VBUS1),而VDD1不连接。当传感器检测到电压施加于VBUS1而非VDD1时,将激活3.3 V调节器,为VDD1上电。若要转而采用3.3 V上电USB隔离器的一侧(如下游侧),则3.3 V电源应同时连接VBUS2和VDD2。当传感器检测到电压同时施加在两个引脚上时,将禁用片内调节器,以便直接使用外部3.3 V电源。

结论

“透明”USB隔离器理论上可隔离平分USB电缆,现可轻松用于原本针对非隔离式应用设计的USB硬件。与此相反,在主机或外设硬件内实现隔离则要求对硬件进行较大的更改,有时甚至可能降低USB性能。使用分立器件(比如现成的通用隔离器)完成透明方案难度很大。然而,最新的集成式解决方案(如ADuM4160)通过便利的单一封装解决了这些难题,极大地简化了USB应用中实现隔离的过程。

作者简介:Eric Gaalaas [eric.gaalaas@analog.com]是一位混合信号集成电路设计工程师,任职于ADI公司的iCoupler数字隔离器部门。他拥有美国康奈尔大学电气工程学士学位和工程硕士学位。Eric发表了很多相关文章,并拥有九项专利。

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……

它们,都需要高性能 MEMS 加速度计来提供低成本解决方案!

一般,加速度计会经受不同幅度的振动,但上述这些应用的另一个不同方面是振动的频率成分。振动与传感器和系统误差源相结合可能导致振动校正,这是高性能加速度计的一个重要指标。

本文将告诉你们——
✍ MEMS 加速度计中的振动校正是如何发生的?
✍ 测量振动校正需要知道的参数以及使用的技术。

作为案例研究,文中会讨论低噪声、低功耗加速度计 ADXL355 的振动校正。ps.低振动校正误差以及所有其他特性,使这款器件成为上述精密应用的理想之选。

振动校正的来源

振动校正误差 (VRE) 是加速度计对交流振动(被整流为直流)的响应,表现为加速度计失调的异常偏移。在倾角计等应用中,这是一个重大误差源,因为加速度计的直流输出是目标信号,失调的任何改变都可能被错误地解读为倾角变化,导致误差一路向下传递,从而引起安全系统误触发、平台稳定或钻桅对准机制过度补偿等。

VRE 高度依赖于加速度计所经受的振动特性曲线,不同应用施加于加速度计的振动模式会不同,因而 VRE 可能不同。振动校正有多种发生机制,本文讨论其中的两种。

非对称轨

重力产生一个静态 1 g (9.8 m/s2) 加速度场,当加速度计敏感轴竖直对齐时,其测量范围会有一个偏移。2 g 满量程范围的传感器与重力加速度对齐时,将只能测量 1 g 峰值振动,否则响应会被削波。超过 1 g 的对称激励信号的平均值将不为零,原因是在经受额外 1 g 加速度的方向上,电平会被削波。

图 1 中,一个激励振动信号施加于 2 g 满量程传感器上。当振动为 0.3 g rms(300到600样本之间)时,失调没有可观测的偏移。然而,当振动为 1 g rms(600到1000样本之间)时,VRE约为 –100 mg。

图1. ±2 g满量程范围的加速度计因为非对称削波而产生的振动校正图解

VRE 可建模为一个截断分布的平均偏移,受加速度计满量程范围的限制。当传感器在 1 g 场中经受随机振动时,输入激励信号可建模为一个平均值 μ= 1 g 且标准差 σ= X 的正态分布,其中X表示输入振动幅度均方根值。传感器输出建模为双截断正态分布,输出值下界和上界分别为–R和+R,其中R为传感器的最大范围。此双截断正态分布的平均值计算如下:

其中,

为概率密度函数,

为其累积分布函数。

α 和 β 被定义为

这样 VRE 即为:

比例因子非线性误差

非线性误差是指工作范围内加速度计输出与最佳拟合直线的偏差。此偏差常常用满量程输出范围的百分比表示。加速度计的非线性误差可能引起 VRE。

描述加速度计非线性的常见模型是n次多项式。输出ao (LSB)可表示为输入ai (g)的函数:

其中:
K0:失调 (LSB)
K1:比例因子 (LSB/g)
Kn:非线性的n次项系数,n = 2,3, … (LSB/gn)

考虑一个简单的正弦输入加速度:

此输入的时间平均值为零。加速度计的输出可表示为:

时间平均输出等于上式右侧所有分量的时间平均值之和。奇数次项的平均值为零。带入偶数次项的平均值

输出的时间平均值即为:

其中Grms为输入加速度的均方根值。上式说明,在一个正弦振动的情况下,二次非线性转换为直流失调的偏移 (K2Grms2)。

振动校正的幅度和频率相关性

振动幅度很小时,VRE 以传感器非线性为主,可用 VRC 来表示: VRE = VRC × vib2rms。然而,当振动幅度大于满量程范围时,VRE 往往以上一部分所述的非对称削波为主。另外,正如之前提到的,加速度计输出的任何非零失调也会引起非对称削波。大多数针对工业应用而设计的MEMS 加速度计都会内置故障安全电路,在有很大振动时,它会关闭传感器偏置电路,防止检测元件受损。振动幅度很大时,此特性可能会在失调中进一步引起异常偏移,使 VR E恶化。

由于各种谐振和器件中的滤波器,VRE 常常具有很强的频率相关性。由于谐振器的两极响应,在传感器的谐振频率下,MEMS 传感器谐振会放大振动,放大比率等于谐振品质因数,而在频率较高时则会抑制振动。谐振品质因数较高的传感器,振动幅度越大,其VRE也越大。由于高频带内振动的积分效应,较大的测量带宽也会引起较高的VRE。信号处理电路中实现的模拟和数字滤波器可抑制输出端的带外振动峰值和谐波,但对 VRE 没有明显作用,原因是振动输入被偶数次非线性整流为直流信号。

测量振动校正

一旦将加速度计部署于现场,便无法实时补偿 VRE。在有些应用中,振动引起失调中出现较小直流偏移是可以容忍的,对此可以测量 VRE 以估计加速度计输出中的误差,从而确定 VRE 是否在允许限度内。在任何振动测量中,振动台和试验夹具必须平齐,并且必须使用精密振动台以抑制振动台跨轴振动、偏移和结构谐振引起的误差。另外,试验夹具必须具有适当的刚度,确保夹具谐振频率离加速度计带宽和振动曲线频段很远。最优夹具设计的最低谐振频率应当比最高振动频率高出大约 50%。

正弦振动特性曲线

正弦振动方法是最常用且现有文献讨论最多的方法,已被纳入 IEEE标准 1293-1998。一般程序是将一个正弦振动输入施加于加速度计,然后测量失调偏移与均方根振动幅度(vibrms)的关系。VRC 可以通过对此数据应用最小二乘法来估算:

由于可以很好地控制幅度,并且可以确保加速度计不会削波,因此通过这种方法能够精确测量 VRC。这种测试还能用来识别并量化器件谐振对 VRE 的影响。然而,它一次只能测试一个频率,而要充分衡量传感器性能,必须分别测试加速度计带宽范围内的多个频率。

随机振动特性曲线

VRE 也可以利用随机振动输入来测量。通常,实际的振动不像正弦振动特性曲线那样呈周期性或可预测,因此通过这种方法可以衡量加速度计在大部分应用中的性能。通过量化宽频率范围内宽带激励的失调偏移,这种方法更适合于同时纳入所有扰频并激励所有器件谐振。然而,它不保证峰峰值振动幅度,故而获得的VRE为频率范围上的平均值。

图 2 比较了配置为 ±2 g 范围的 ADXL355 Z 轴传感器的截断平均值模型与实测VRE。测量中,Z 轴与重力(1 g场)对齐,利用 Unholtz-Dickie 振动台施加一个随机振动特性曲线(50 Hz至2 kHz频段)。利用一个参考加速度计(PCB Piezotronics 352C23型)测量振动幅度;当振动幅度提高到满量程范围以上时,测量失调偏移。截断平均值模型(拟合到2.5 g截断)与测量结果拟合得很好。由于机械传感器开销和输出带宽限制(测量数据中的加速度计带宽为1kHz,但模型不考虑带宽),截断相对于设置的满量程范围预计会有偏差。当振动水平达到8 g时,±2 g范围的超范围保护电路就会激活。高斯分布振动的波峰因数约为3,因此超过2.5 g rms后,实测性能开始明显偏离模型。

图2. 截断平均值拟合与 ADXL355 实测振动校正的比较

影响VRE的其他因素

MEMS 传感器谐振会影响加速度计的振动校正。高质量因数会导致频率接近传感器谐振频率的振动信号被放大,引起较大 VRE。这可以通过比较 ADXL355(±8 g范围、1 kHz带宽)的 Z 轴传感器与X轴和Y轴传感器的VRE性能得知;图 3 显示X轴和Y轴传感器的 VRE在 3 g rms 左右达到峰值,因为其 Q 高于 Z 轴传感器。

图3. 在 ADXL355 的两个 DUT 中,高 Q(X轴、Y轴)和低 Q(Z轴)传感器的 VRE 比较

使用不必要的较大带宽时,也会导致加速度计对较高频率成分求均值,从而对 VRE 产生不利影响。图4反映了这一点,其比较了 ADXL355 DUT(±2 g范围)的 Y 轴传感器在两种不同带宽设置下的 VRE。125 Hz 带宽设置的 VRE 显著低于1 kHz带宽设置的VRE。

图4. 1 g 场中 ADXL355 的 Y 轴传感器(±2 g范围)在两种不同带宽设置(125 Hz和1 kHz)下的VRE

结语

为加速度计选择合适的带宽以抑制高频振动,可以避免很多振动相关问题。通过放大谐振时的振动耦合,包装因素(如封装和安装谐振)也会影响 VRE。确保封装有适当的刚度,让封装和安装谐振频率位于加速度计带宽之外,是实现良好振动校正性能的关键。

总之,振动校正误差是 MEMS 加速度计的一个重要指标,设计利用 MEMS 加速度计在高振动环境中进行直流测量时,应当考虑这种效应。

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