ADI

作者: Frederik Dostal ADI公司

数字电源可用于实现许多很有意思的功能。借助可编程调节环路,可在不同工作条件下获得更佳的环路特性。电源与完整系统的数字连接可实现电压和电流的精确监控。此外,数字电源还提供高灵活性。可以相当快的速度修改不同参数。这简化了电路设计过程并加快了系统衍生产品的开发。

当然,许多电源专家仍然对采用数字电源有一些抗拒。电源设计人员通常不是经验丰富的软件工程师。但在数字电源项目中,通常会在开发团队中增加一名软件工程师。经验表明,由电源专家和软件专家共同开发电源可能会产生一些复杂问题。这两者之间的交流可能导致误解,并最终导致项目延期。

图形用户界面(GUI)是这种困境的一种解决方案。因为GUI可简化数字电源的编程。许多数字控制器IC供应商均提供GUI。通常,GUI的设计方式能够使电源专家直观地使用它们。图1显示了这样的图形用户界面。您可用鼠标选择电源的不同方面,在屏幕上的不同功能框图中进行不同的设置。

许多不同的数字电源仍然具有明显的缺点。图形用户界面通常会生成一个代码,该代码经过编译后,将在微控制器的内核或DSP上运行。设计人员对生成的代码的功能可靠性完全负责。可能会出现一些错误,这些错误需要在验证过程中利用测试矢量找到。对于在图形用户界面中进行的所有小更改,都需要重复此验证过程。

 数字电源图形用户界面

图1. 数字电源图形用户界面

基于状态机的ADP1055框图

图2. 基于状态机的ADP1055框图

还有一种更方便的方式是选择基于状态机的数字电源控制器IC。例如,ADI公司的ADP1055就是这样的器件。图2显示了该电路的框图。数字逻辑系统的作用与状态机相同。电源特性的更改可在图形用户界面中进行设置,如图1所示。这些更改不会为微控制器产生新代码,只会在状态机中设置不同的寄存器状态。正是由于这样的过程,数字电源的功能仍然由数字电源控制器IC的数据手册规定,没有任何软件或代码需要验证。图形用户界面和状态机的组合可简化数字电源领域的首要步骤。此方法深受没有专属软件工程师为电源管理专家提供支持的企业欢迎。而且,此方法在软件代码验证过程极其繁琐的领域也深受欢迎。此类领域的一个例子就是汽车行业。现在,存在许多基于状态机的电源控制器。图2中的ADP1055设计用于不同拓扑结构的直流隔离电源。但是,它还可用于采用交错技术的负载点(POL)应用中。

有关文中任意产品的更多信息,请访问: www.analog.com/cn/DAC

作者简介

Frederik Dostal就读于德国埃尔兰根大学微电子学专业。他于2001年加入电源管理业务部门,曾担任各种应用工程师职位,并在亚利桑那州凤凰城工作了4年,负责开关模式电源。Frederik于2009年加入ADI公司,担任欧洲分公司的电源管理技术专家。联系方式: frederik.dostal@analog.com

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Analog Devices, Inc. (ADI) 今天发布一款14位2.6 GSPS双通道模数转换器AD9689,具备出色的速度和线性度,支持IF/RF采样。AD9689模数转换器每通道功耗为1.55 W,仅为市场上同类解决方案的一半,进一步提高了对很多目标设计情形的支持能力。

除了高性能AD9689之外,ADI还推出了两款相关转换器:双通道14位1300/625 MSPS器件AD9695和单通道14位1300 MSPS器件AD9697。二者均为现有器件的更低功耗、引脚兼容的升级产品。所有三款模数转换器皆包括JESD204B接口,可与FPGA以最高速度高效互连,并且具有同样的寄存器映射,因此只需极少的编码工作,便可跨多个平台使用。由于很多系统架构需要互补信号传输通道,所以ADI公司也提供AD9172和AD9162数模转换器,作为AD9689和AD9695的对应器件。

对于3 GHz模拟输入,AD9689提供出色的64 dB满量程全速无杂散动态范围(SFDR)。该转换器的其他特性包括:用户可编程的FIR滤波器,允许用户执行正交纠错和均衡以优化性能;BGA封装版本提供9 GHz的模拟输入带宽,支持高达及超过第4奈奎斯特区的RF采样。AD9689模数转换器的JESD204B接口支持每通道16 GBPS性能,超过了每通道12.5 GBPS的标准要求。因此,系统FPGA可以使用较少的通道,同时释放资源供其他功能使用。

报价与供货

查看产品页面、下载数据手册、申请样片和订购评估板: http://www.analog.com/pr171013/ad9689
了解用于防务和仪器仪表的ADI公司最高性能模数转换器:
- http://www.analog.com/pr171013/high-speed-converters
- http://www.analog.com/pr171013/aerospace-and-defense-pavilion
- http://www.analog.com/pr171013/instrumentation-and-measurement

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https://ez.analog.com/community/data_converters/high-speed_adcs

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作者 :Jerad Lewls

简介

在 ADI 公司的众多产品中,MEMS 麦克风 IC 的独特之处在于其输入为声压波。因此,这些器件的数据手册中包括的某些技术规格可能不为大家所熟悉,或者虽然熟悉,但其应用方式却比较陌生。本应用笔记解释 MEMS 麦克风数据手册中出现的技术规格和术语,以便帮助设计人员将麦克风正确集成到系统之中。

灵敏度

麦克风的灵敏度是指其输出端对于给定标准声学输入的电气响应。用于麦克风灵敏度测量的标准参考输入信号为 94 dB 声压级 (SPL) 或 1 帕(Pa,衡量压力的单位)的 1 kHz正弦波。对于固定的声学输入,灵敏度值较高的麦克风的输出水平高于灵敏度值较低的麦克风。麦克风灵敏度(用dB 表示)通常是负值,因此,灵敏度越高,其绝对值越小。务必注意麦克风灵敏度规格的表示单位。如果两个麦克风的灵敏度不是采用同一单位来规定,则直接比较灵敏度值是不恰当的。模拟麦克风的灵敏度通常用 dBV 来规定,即相对于 1.0 V rms 的 dB 数。数字麦克风的灵敏度通常用dBFS 来规定,即相对于满量程数字输出 (FS) 的 dB 数。对于数字麦克风,满量程信号是指麦克风能够输出的最高信号水平 ;对于 ADI 公司 MEMS 麦克风,该水平为 120 dB SPL。有关该信号水平的更完整描述,请参见“最大声学输入”部分。

灵敏度指输入压力与电气输出(电压或数字字)的比值。对于模拟麦克风,灵敏度通常用 mV/Pa 来衡量,其结果可通过下式转换为 dB 值 :

其中OutputREF 为 1 V/Pa (1000 mV/Pa) 参考输出比。对于数字麦克风,灵敏度表示为 94 dB SPL 输入所产生的输出占满量程输出的百分比。数字麦克风的换算公式为 :

其中OutputREF 为满量程数字输出水平 (1.0)。

较高的灵敏度并不总是意味着麦克风的性能更佳。麦克风的灵敏度越高,则它在典型条件(如交谈等)下的输出水平与最大输出水平之间的裕量通常也越小。在近场(近距离谈话)应用中,高灵敏度的麦克风可能更容易引起失真,这种失真常常会降低麦克风的整体动态范围。

方向性

方向性描述麦克风的灵敏度随声源空间位置的改变而变化的模式。ADI 公司的所有 MEMS 麦克风都是全向麦克风,即它们对来自所有方向的声音都同样敏感,与麦克风所处的方位无关。图 1 所示为麦克风响应的 2 轴极坐标图。无论麦克风的收音孔位于 x-y 平面、x-z 平面还是 y-z 平面,此图看起来都相同。

全向麦克风响应图

图 1. 全向麦克风响应图

将全向麦克风集成到手机等较大的机壳中后,系统的方向响应可能不是全向的。对于系统设计人员,与定向响应的麦克风相比,利用全向麦克风能够更灵活地设计系统对声学输入的响应。

多个全向麦克风可以组成阵列来产生各种不同的方向模式,以及用于波束成形应用。

信噪比 (SNR)

信噪比 (SNR) 表示参考信号与麦克风输出的噪声水平的比值。这种测量包括麦克风元件和 MEMS 麦克风封装中集成的 ASIC 二者所贡献的噪声。SNR 为噪声水平与标准 1kHz、94 dB SPL 参考信号的 dB 差。

要计算 SNR,须在安静、消声环境下测量麦克风的噪声输出。该参数通常表示为 20 kHz 带宽内的 A 加权值 (dBA),这意味着它包括一个与人耳对不同频率声音的灵敏度相对应的校正系数。当比较不同麦克风的 SNR 时,必须确保它们采用相同的加权方式和带宽 ;在较窄带宽下测得的 SNR 优于在整个 20 kHz 带宽下测得的 SNR。

动态范围

麦克风的动态范围衡量麦克风能够做出线性响应的最大SPL 与最小 SPL 之差,它不同于 SNR(相比之下,音频ADC 或 DAC 的动态范围与 SNR 通常是等同的)。

麦克风的 SNR 衡量噪底与 94 dB SPL 的参考水平之差,但在该参考水平以上,麦克风仍然有相当大的有用信号响应范围。麦克风能够对 94 dB SPL 至最高 120 dB SPL 的声学输入信号做出线性响应。因此,MEMS 麦克风的动态范围等于其 SNR + 26 dB,其中 26 dB = 120 dB − 94 dB。例如,ADMP404 的 SNR 为 62 dB,而动态范围为 88 dB。

图2显示了声学输入(用dB SPL衡量)与麦克风电压输出(用dBV 衡量)的关系。动态范围和 SNR 显示于这两个刻度轴之间,以供参考。图 2 利用 −38 dBV 灵敏度和 62 dB SNR的 ADMP404 来显示这些关系。

图 3 显示了数字麦克风的 dB SPL 输入与 dBFS 输出之间的类似关系。注意,在此图中,120 dB SPL 的最大声学输入直接映射到 0 dBFS 输出信号。只要最大声学输入对应 0 dBFS 并且设置为 120 dB SPL,则数字麦克风始终具有 −26 dB 的灵敏度。这是由灵敏度的定义(在 94 dB SPL 下测量)所决定的,而不是可以通过改变麦克风 ASIC 的增益进行调整的设计参数。

模拟麦克风的 dB SPL 输入与 dBV 输出的关系

图 2. 模拟麦克风的 dB SPL 输入与 dBV 输出的关系

数字麦克风的 dB SPL 输入与 dBFS 输出的关系

图 3. 数字麦克风的 dB SPL 输入与 dBFS 输出的关系

等效输入噪声 (EIN)

等效输入噪声 (EIN) 是将麦克风的输出噪声水平 (SPL) 表示为一个施加于麦克风输入端的理论外部噪声源。低于EIN 水平的输入(SPL)在麦克风的噪底以下,并且在麦克风能够产生输出的信号动态范围以外。EIN 可以从动态范围或 SNR 参数导出,如下式所示 :

EIN = 最大声学输入 − 动态范围
EIN = 94 dB −SNR

对于一个具有 62 dB SNR 和 120 dB 最大声学输入的麦克风,其 EIN 为 32 dB SPL,这大约是在安静的图书馆中 5 米开外的轻声低语所产生的 SPL。图 2 和图 3 显示了麦克风的EIN。

频率响应

麦克风的频率响应描述其在整个频谱上的输出水平。频率上限和下限用麦克风响应比 1 kHz 的参考输出水平低 3 dB时的频率点来描述。1 kHz 的参考水平通常归一化为 0 dB。在这些条件下,ADI 公司的 MEMS 麦克风通常具有统一的100 Hz 至 15 kHz 频率响应。

频率响应特性还包括通带内偏离平坦响应的限值。这些值表示为 ±x dB,说明 -3 dB 点之间输出信号与标称 0 dB 电平的最大偏差。

对于 ADI 公司的 MEMS 麦克风,低频 −3 dB 点以下的低频滚降为一阶(6 dB/8 倍频程或 20 dB/10 倍频程),高频−3 dB 点以上的高频滚降为二阶(−12 dB/8 倍频程或 −40 dB/10 倍频程)。

MEMS 麦克风数据手册用两幅图来显示此频率响应 :一幅图显示频率响应模板,另一个幅图显示典型实测频率响应。频率响应模板图显示整个频率范围内麦克风输出的上限和下限,麦克风输出保证位于此模板范围内。典型频率响应图显示麦克风在整个频段内的实际响应。图 4 和图 5 的示例为选自 ADMP404 数据手册的两幅图。

频率响应较宽且平坦的麦克风有助于系统设计实现自然、清晰的声音。

频率响应模板

图 4. 频率响应模板

典型频率响应(实测)

图 5. 典型频率响应(实测)

总谐波失真 (THD)

总谐波失真 (THD) 衡量在给定纯单音输入信号下输出信号的失真水平,用百分比表示。此百分比为基频以上所有谐波频率的功率之和与基频信号音功率的比值。

THD 值越高,说明麦克风输出中存在的谐波水平越高。MEMS 麦克风的 THD 利用基波的前五次谐波计算。

此测试的输入信号通常为 105 dB SPL,比 94 dB SPL 参考高11 dB。与其它参数相比,THD 在较高的输入 SPL 下测量,这是因为随着声学输入信号水平提高,THD 测量结果通常也会提高。根据经验,输入水平每提高 10 dB,THD 会提高 3 倍。因此,如果在 105 dB SPL 时 THD 小于 3%,则在95 dB SPL 时 THD 将小于 1%。

切勿将此参数与总谐波失真加噪声 (THD + N) 混为一谈,后者不仅衡量谐波水平,而且包括输出中的所有其它噪声贡献。

电源抑制比 (PSRR)

麦克风的电源抑制比 (PSRR) 衡量其抑制电源引脚上的噪声,使之不影响信号输出的能力。PSRR 通过将一个 217Hz、100 mV 峰峰值正弦波施加于麦克风的 VDD 引脚来测量。PSRR 测量将给出从麦克风的输出来看,此输入信号衰减了多少 dB。此参数之所以使用 217 Hz 频率,是因为在 GSM电话应用中,217 Hz 开关频率通常是电源的一个主要噪声源。

MEMS 麦克风的数据手册也会显示 100 Hz 至 10 kHz 频率范围内的 PSRR。这些麦克风具有出色的低频噪声抑制性能(模拟麦克风小于 −70 dBV,数字麦克风小于 −80 dBFS)。如图 6(选自 ADMP404 数据手册)所示,PSRR 在高频时提高到略低于 −50 dB 的水平。

典型电源抑制比与频率的关系

图 6. 典型电源抑制比与频率的关系

最大声学输入

最大声学输入指的是麦克风能够承受的最高声压级 (SPL)。高于此参数的 SPL 会导致输出信号发生严重的非线性失真。最大声学输入用峰值 SPL 来规定,而不是均方根值。ADI 公司 MEMS 麦克风的最大声学输入为 120 dB,相当于空气中的 20 Pa 声压级。

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作者 :Brad Brannon

序言 :本文聚焦于 12 位 41 MSPS ADC AD9042。AD9042是首款为配合宽带、高 SFDR(无杂散动态范围)前端而专门设计的商用转换器。

随着通信技术和服务迅猛发展,对数字接收机和发射机的需求也与日俱增。无论是宽带设计还是窄带设计,都会面临同样的问题 :哪里可以找到动态性能接近完美的数据转换器?对于需要 95 dB 以上无杂散动态范围的宽带接收机,哪里可以找到能够对 GSM 频段进行数字化的数据转换器?虽然现在还不可能,但具有 95 dB 无杂散动态范围的宽带数据转换器的出现已为期不远。然而,通过一种称为“扰动”的技术,可以大大扩展许多良好数据转换器(如 AD9042 等)的动态范围,从而满足当今及未来的苛刻通信需求。

失真类型

根据特征不同,数据转换器的失真可以分为两种类型,传统上将其称为“静态线性度”和“动态线性度”。静态线性度一般通过确定数据转换器的传递函数及由此获得的 INL和 DNL 误差来表征。动态线性度通过 SINAD、SFDR 及其它多种形式的噪声和谐波失真来表征。

一直以来,动态线性度是现代数据转换器的主要限制因素。在 AD9027 和 AD9042 等产品推出前,转换器的实际动态性能远远低于基于转换器位数所做出的性能预期。此外,当转换器的模拟输入接近奈奎斯特值时,谐波性能迅速下降。这些问题导致许多转换器在众多潜在应用中毫无用处。AD9042 之类的新型转换器采用先进的架构和工艺,能够在整个第一奈奎斯特区提供出色的交流线性度。

AD9042 典型 SFDR

图 1. AD9042 典型 SFDR

虽然许多转换器动态性能不佳的原因很复杂,但其中一个常见问题是缺少采样保持器(或输入比较器),因而无法提供足够的压摆率来跟随快速变化的模拟输入。这是许多转换器无法在信号带宽数 MHz 以外正常工作的一个重要原因。虽然所有转换器设计人员都希望将导致谐波失真随频率提高的因素降至最低,但他们使用的工艺和架构可能无法做到这一点。

详文请阅:通过扰动消除转换器非线性

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我们已经指出,噪声比一些较大噪声源少三分之一至五分之一的任何噪声源都可以忽略,几乎不会有误差。此时,两个噪声电压必须在电路内的同一点测量。要分析运算放大器电路的噪声性能,必须评估电路每一部分的噪声贡献,并确定以哪些噪声为主。为了简化后续计算,可以用噪声频谱密度来代替实际电压,从而带宽不会出现在计算公式中(噪声频谱密度一般用nV/√Hz表示,相当于1 Hz带宽中的噪声)。

如果考虑下图1中的电路——由一个运算放大器和三个电阻组成的放大器(R3代表节点A处的源阻抗),可以发现六个独立噪声源:三个电阻的约翰逊噪声、运算放大器电压噪声和运算放大器各输入端的电流噪声。每个噪声源都会贡献一定的放大器输出端噪声。噪声一般用RTI来规定,或折合到输入端,但计算折合到输出端(RTO)噪声往往更容易,然后将其除以放大器的噪声增益(非信号增益)便得到RTI噪声。

单极点系统的运算放大器噪声模型

图1:单极点系统的运算放大器噪声模型

下图2详细分析了图1中的各噪声源是如何反映到运算放大器输出端的。有关反相输入端的电流噪声效应,还需要进一步讨论。此电流IN–不会按预期流入R1——放大器周围的负反馈可使得反相输入端的电位保持不变,因此从该引脚流出的电流在负反馈强制作用下仅能流入R2,从而产生IN– R2输出端电压。也可以考虑IN–流入R1和R2并联组合产生的电压,然后通过放大器的噪声增益放大,但结果是一样的,计算反而更复杂。

折合到输出端的噪声源(RTO)

图2:折合到输出端的噪声源(RTO)

下图2详细分析了图1中的各噪声源是如何反映到运算放大器输出端的。有关反相输入端的电流噪声效应,还需要进一步讨论。此电流IN–不会按预期流入R1——放大器周围的负反馈可使得反相输入端的电位保持不变,因此从该引脚流出的电流在负反馈强制作用下仅能流入R2,从而产生IN– R2输出端电压。也可以考虑IN–流入R1和R2并联组合产生的电压,然后通过放大器的噪声增益放大,但结果是一样的,计算反而更复杂。

请注意,与三个电阻相关的约翰逊噪声电压已包括在图2的表达式中。所有电阻的约翰逊噪声为√(4kTBR),其中k是玻尔兹曼常数(1.38×10–23 J/K),T是绝对温度,B是带宽(单位为Hz),R是电阻(单位为Ω)。一个很容易记住的简单关系是:1000 Ω电阻在25ºC时产生的约翰逊噪声为4 nV/√Hz。

以上分析假设是单极点系统,其中反馈网络为纯阻性,且噪声增益与频率关系曲线平坦。此情况适用于大多数应用,但如果反馈网络包含电抗元件(通常为电容),则噪声增益在目标带宽内不恒定,必须使用更复杂的技术来计算总噪声。有关二阶系统噪声的考虑,请参见指南MT-050。

参考文献

1. Hank Zumbahlen, Basic Linear Design, Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1. Also available as
Linear Circuit Design Handbook, Elsevier-Newnes, 2008, ISBN-10: 0750687037, ISBN-13: 978-
0750687034. Chapter 1.
2. Walter G. Jung, Op Amp Applications, Analog Devices, 2002, ISBN 0-916550-26-5, Also available as Op
Amp Applications Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7844-5. Chapter 1.

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