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智能时代来临,物联网的重要性凸显,其同样见证中国通信业的发展速度和实力。“十三五”时期是我国物联网加速进入跨界融合、集成创新和规模化发展的新阶段。截至2017年第三季度末,中国运营商已占据了超过46%的物联网蜂窝连接市场,三大运营商市场份额均在前五。而三大运营商定调2018年工作方向,物联网也被放在了重要位置。只是在巨大机遇面前,如何将数据转化为商业价值成为最大的挑战,规模之争和模式之争成为决胜关键,运营商须重视垂直细分领域的合作伙伴、应用场景的拓展。

中国物联网崛起

中国成为物联网时代的引领者,以“科技+产业+资本”构建物联网生态成为其发展特点。

中国运营商跻身全球物联网市场前列。有数据显示,截至2017年第三季度末,中国运营商占据了超过46%的物联网蜂窝连接的市场。而IoT分析公司Berg Insight的一份最新报告显示:全球十大运营商集团在蜂窝物联网市场的份额为76%。尤其是中国三大运营商2017年实现了巨大的增长,蜂窝物联网连接活跃基地数位列前五。根据全球知名信息技术研究和咨询公司Gertner预测,中国将取代美国成为全球最大的移动蜂窝物联网的连接市场,全球份额将从2014年的29%增长到2020年的37%;收入将从2016年超过9000亿人民币的总收入增长到2020年将超过1.5万亿元。

投资引导发展,运营商加大投入争夺物联网万亿盛宴,将在一个时间段内占据主导。综观现状,转型需求倒逼我国三大运营商抓住物联网风口,全面开展NB-IoT网络建设,高额补贴芯片模组,加速布局行业物联网应用。这同时带动产业链投资热情,据工信部科技司高级技术处副处长李伟介绍,国内物联网产业规模基本突破9300亿元,从区域来看,环渤海、长三角、珠三角、中西部地区物联网发展比较聚集。随着eMTC商用推进,物联网将进入融合竞争时代,而产业蛋糕做大也意味着新的利益格局需要重构。

物联网增长空间广阔

当前,车联网、共享单车、智能路灯、智能井盖等NB-IOT创新项目不断涌现。在英国电信运营商沃达丰公布的“2017年物联网市场晴雨表”上,公共部门、医疗、能源与公共事业等成为排名靠前的物联网具体行业场景渗透领域。这些都反映出物联网产业的巨大发展潜力。

在其背后,一方面源于政策红利。工信部对物联网产业的“十三五”规划目标显示,到2020年,要基本形成具有国际竞争力的物联网产业体系,包含感知制造、网络传播、智能信息服务在内的总体产业规模突破1.5万亿元,M2M连接数突破17亿。具体来看,近期将发布的《物联网综合标准化指南》意在加强物联网领域关键技术标准制定;《微功率短距离无线电发射设备技术要求(征求意见稿)》则被专家解读为目的在于护航物联网安全;而智能汽车战略落地也凸显物联网价值。

另一方面,5G助推物联网发展。5G网络能支撑起数百亿海量物联网设备连接,有助于物联网应用落地和普及。各国运营商更寄望5G和物联网摆脱管道命运。

毋庸置疑,物联网前景可期。根据前瞻产业研究院发布的《物联网行业应用领域市场需求与投资预测分析报告》预计,到2020年我国物联网潜在收入规模将达1.5万亿,其中连接层将占10%。

物联网加速进入创新发展期

三大运营商日前定调2018年工作方向:中国移动将深入实施“大连接”战略,目标新增物联网连接数1.2亿;中国电信强调“加快网络智能化、业务生态化、运营智慧化步伐”;中国联通将继续推进混改,全面推进互联网化运营。大力推进互联网运营与物联网发展将成为新一年的发力点,也给了业界关于物联网发展的更多想象。

其一,物联网多模融合发展将成趋势,NB-IoT和eMTC将加速商用。据了解,中国电信和中国联通去年末相继宣布将在2018年实现eMTC商用;中国移动则表示,2017年底NB-IoT实现全部商用,eMTC稍慢半年左右。从长远来看,eMTC+NB-IoT能形成互补,覆盖更多的应用场景。

其二,规模之争和模式之争将成为2018年物联网发展关键词。既要扩大物联网连接规模,又要开展物联网商业模式创新,运营商须重视垂直细分领域的合作伙伴、应用场景的拓展。这对产业链而言也是机遇与挑战并存。

信息红利由此而生,2018年物联网或迎全面爆发。东吴证券认为,随着各种终端和应用的陆续上市,5G、云计算、大数据等技术正带动包括智能制造、车联网、工业互联网等方面的物联网应用,物联网正加速进入“跨界融合、集成创新和规模化发展”的新阶段。

本文来源:蜂窝物联网市占率见证中国速度 运营商2018聚焦模式之争

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应用简介

motion-control-page-pic-17_cn针对电机控制解决方案,ADI公司提供了门类齐全的产品组合,其中包括了模数/数模转换器、放大器、嵌入式处理器、iCoupler®数字隔离器和电源管理器件;这些高性能的器件和增加系统集成度有助于实现更新型的拓扑结构设计,为客户实现系统的差异化设计带来价值。伺服驱动系统的性能同用户最终所构建的运动控制系统的性能和所能提供的精度密切相关,这些系统要求能够精确控制位置及电机的扭矩;ADI公司能够提供涵盖信号链中所有重要器件的完整解决方案。

ADI为您提供:

• 用于电机电流及电压检测的高精度隔离型Σ-Δ ADC
• 先进的带保护功能的IGBT/MOSFET功率器件门极驱动器
• 用于IPM智能功率模块PWM信号隔离的数字隔离器
• 带ARM Cortex-M4内核及16位ADC的电机控制混合信号处理器
• 带隔离功能的高速RS485/422,CAN,USB,LVDS接口
• 支持多种实时以太网协议的网络控制器
• RDC和AMR角度传感器

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主信号链

相关产品

设计资源

* 支持Matlab Simulink -- 完全的可扩展性和灵活性
* 更高级别的系统模块开发和功能模块定义
* 各功能模块之间的调用
* 设计流程和结构的高度灵活性
* FOC、矢量控制、无传感器控制器和标准电机控制函数库
* 绝对值编码器接口解决方案
* 参考设计(PCB, 原理图,源程序)
* 电机控制平台以及评估板

Third Party—Boston Engineering

ADI电机控制开发平台

Circuits from the Lab®电机控制实验室电路

实验室电路是经过特别设计和测试的子系统级构建模块,方便设计人员轻松快捷地实现系统集成。

采用隔离式Σ-Δ型调制器、隔离式DC/DC转换器和有源滤波器的新型模拟/模拟隔离器 —
www.analog.com/cn/CN0185
用于AD2S1210旋变数字参考信号输出的高电流驱动器 — analog.com/cn/CN0192
高性能,10~16位RDC — www.analog.com/zh/CN0276
利用电流检测放大器AD8210和差动放大器AD8274实现高电压、高精度电流检测和输出电平转换 —
www.analog.com/cn/CN0116
500V 共模电压电流监测 — www.analog.com/cn/CN0218
采用隔离驱动器的H桥驱动电路 — www.analog.com/cn/CN0196

更多实验室电路请访问 www.analog.com/cn/circuits

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电路功能与优势

电流监控功能在电源管理、电磁阀控制和电机控制等许多应用中非常关键。在负载的高端监控电流,就可以实现精确的电流检测和诊断保护,防止对地(GND)短路。

AD8210 等集成器件可提供高电压接口,并能够在分流电阻上进行双向电流监控,从而简化高端电流监控。它具有高共模抑制(CMR)特性和出色的温度性能,可在应用中实现最佳精度。该器件放大经分流电阻流至负载的电流,并提供以地为参考、与负载电流成比例的输出电压。

在采用双电源的应用中,AD8210的输出可以驱动 AD8274等精密、低失真差动放大器,如图1所示。AD8274可提供额外增益,并以所需的输出共模电压为中心实现AD8210输出电平转换,这有利于与使用双电源的其它电路元件实现接口。精密基准电压源 AD780 提供2.5 V基准电压,使AD8210能够执行双向电流监控,同时为AD8274的电平转换功能提供基准电压。

图1. 利用AD8210、AD8274和AD780实现电流检测并以GND为中心进行电平转换(原理示意图:未显示去耦和所有连接)

电路描述

流至负载的电流流经电阻RSHUNT。该电阻上的电压由AD8210以20 V/V的增益放大。AD8210可以承受−2 V至+65 V范围内的输入共模电压。它还具有高共模抑制(CMR)特性,即使存在PWM共模信号也能监控电流,例如监控H-桥配置中受驱动电机的相位电流。图2显示监控PWM电机电流时的典型波形,图3显示电路过载特征。

图2. AD8210输出电压与负载电流成比例,AD8274对AD8210进行输出电平转换

图3. 过载条件下AD8210和AD8274的输出电压

AD8210输出与分流电阻上的电流成比例,其传递函数如下:

AD8210输出偏置2.5 V,将两个 VREF 引脚与2.5 V精密基准电压源AD780相连即可实现。这样,AD8210便能够双向监控流经分流电阻的电流。当电流从正输入端流至负输入端时,输出变为2.5 V以上的正电压。当电流反向流动时,输出变为2.5 V以下的负电压。AD780输出端也与AD8274负输入端相连,确保AD8274输入具有与AD8210相同的共模电压。AD8274的正输入端直接与AD8210输出端相连。AD8274采用±15 V电源供电,并且配置为同相2倍增益模式。它计算其两个输入之间的差值,并采用2倍增益。

由于两路输入均以2.5 V为中心,因此AD8274仅放大差值,由此可获得该系统的输入至输出传递函数:

将引脚3与GND相连,AD8274的输出共模电压可设置为0 V。因此,输出电压的正负取决于分流电阻上负载电流的方向。

本电路提供了一种简单、精确的电流监控解决方案。AD8210可消除高共模电压,仅放大分流电阻上的小电压,从而提供以所施加的2.5 V基准电压为中心的输出电压。利用AD8274则能轻松地与电路中采用双电源供电的其它器件实现接口。它可消除AD8210的2.5 V共模偏移,并相对于GND转换AD8210的输出电平。

1 μF电容用来对AD780输入与输出引脚之间的基准电压源去耦。应将一个0.1 μF低电感陶瓷去耦电容(图中未显示)与VS相连,并使其非常靠近这两个IC。典型的去耦网络由一个1 μF至10 μF电解电容和一个0.1 μF低电感陶瓷MLCC型电容并联构成。

为了使本文所讨论的电路达到理想的性能,必须采用出色的布局、接地和去耦技术(请参考教程MT-031 和 教程MT-101)。至少应采用四层PCB:一层为接地层,一层为电源层,另两层为信号层。

常见变化

AD8274具有较宽的电源电压范围,可以采用±5 V等较低电压双电源供电。上述电路应用选择增益2来提供最宽的动态范围,但根据用户的需求不同,也可以将AD8274配置为增益为½的差动放大器。诸如AD8271和AD8276等其它差动放大器可以提供单位增益的精密电平转换。

基于AD8210的5 V电源建立电阻分压器后,也可以获得2.5 V基准电压。由于必须采用低阻抗源才能保持数据手册中规定的增益和失调额定值,因此必须用缓冲器来驱动AD8210和AD8274的基准电压引脚。

AD780是一款超高精度基准电压源,在全部温度、负载和线路条件下均具有出色的输出稳定性。在误差预算稍高的应用中,也可以使用 ADR421 或 ADR03等成本较低的基准电压源。

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随着全球经济以及产业格局的不断变换,美国、德国以及日本等发达国家纷纷加速工业化向信息化转变的步伐,新一轮科技革命与产业变革正在重塑制造业竞争新优势,精益化、专业化、全球化及智能化已经成为新时代制造业的重要发展方向。目前,我国在部分行业已经进入世界前列,如在高铁、核电、智能电网等行业,中国制造业已取得了巨大进步。

2017年中国经济呈现稳中向好的发展态势,据国家统计局数据显示,1-9月国内生产总值593288亿元,同比增长6.8%。1-11月,全国固定资产投资(不含农户)和进出口总额分别为575057和251369亿元,同比增长7.2%和15.6%。2017年,中国制造业PMI年均值为51.6%,比2016年总体水平高1.3个百分点,制造业规模继续稳居全球之首。

但我国制造业形势大而不强的特点,使我国制造企业长期处于全球产业链的中低端,产品附加值不高,生产成本偏高,研发水平低下,中国制造人口红利及生产成本优势正在逐渐消失。主要原因如下:

第一,制造业产出效率整体偏低,导致产品附加值不高。近年来,我国制造业的增加值率约为20%,远低于工业发达国家35%的水平。这说明我国制造业经济效率与产品附加值偏低,在全球产业链中处于中下游的分工地位。

第二,制造业核心部件缺乏导致生产成本偏高。我国制造业大部分的核心部件都依赖进口,这就提高了我国制造业的生产成本。随着进口材料的成本上升、社会资产价格上涨,直接导致我国制造业的成本居高不下。制造业成本优势的逐渐消失,削弱了我国制造业的竞争力。

第三,制造业科技研发投入不足导致研发水平低下。我国大中型工业企业的研发费用不足主营业务收入的1%,远低于发达国家2.5%的平均水平。在研发经费的拨付、研发人员的配备上,我国都与发达国家存在着较大差距。科技创新的不足,直接影响着制造业技术水平的提升,而研发投入不足则是导致研发水平低下与技术创新不活跃的关键性因素。

我国制造业整体技术水平不高由来已久,导致中国制造业抵抗市场变化的能力不足,极易受到市场波动的影响,尤其是成本(主要包括原材料成本和人力成本)。核心竞争力的不足导致中国制造业应对市场变化的缓冲空间较小,原材料成本和人力成本上涨对中国制造业的影响要远远比大于发达国家。

从2016年底开始,铁矿石、煤炭、天然橡胶、造纸等多种原材料迎来集体涨价风潮,此次涨价潮过后,中小企业利润空间将受到较大挤压。而自2016年9月21日《超限运输车辆行驶公路管理规定》实施后,物流行业开始提高收费标准,致使商品物流成本上涨。这些因素促进了钢铁、包装、物流等行业成本上涨。据权威人士估计,此次原材料上涨导致电机综合成本上涨了10%-20%。

原材料成本上涨导致很多企业不堪重负,很多制造企业已经纷纷倒闭。虽然我国已经在推进税收制度改革,以减轻企业负担,但进展缓慢。跟其他国家相比,我国在税收制度改革方面已经开始落后。

// 一方面,为吸引制造业企业回迁美国本土,美国总统唐纳德·特朗普正在推进企业减税计划,而印度总理纳伦德拉·莫迪也正在推动该国自独立以来最大的税务改革,实现制造业复兴计划。

// 另一方面,中国制造成本上升、尤其是全球范围内自动化生产的出现,让美国正成为越来越有吸引力的制造业目的地,越来越多的制造业企业选择在美国建厂。2014年,福耀玻璃创始人曹德旺投资近10亿美元在美国俄亥俄州建造玻璃生产线,工厂已于2016年10月竣工并投入生产。据福耀玻璃先关人士表示,公司之所以选择在美国建厂,主要是考虑到美国的综合税务比中国低35%,而且土地、能源等基础配套设施价格便宜,整体盈利比在中国建厂高百分之十几。

人力成本上涨是导致企业经营困难的另一个重要因素。2017年12月,北京师范大学劳动力市场中心发布的《2017中国劳动力市场报告》显示,2005年到2013年,我国制造业单位劳动力成本从每小时0.92美元上升至3.88美元,年复合增长率为43%。

虽然跟发达国家相比,我国劳动力成本仍处于世界较低水平,我国制造业人力成本优势仍然存在,但是考虑到我国中低端制造企业数量多、占比高,人力成本的快速上涨会明显增加这些企业支出,致使企业经营困难。

根据全球经济研究和政府企业咨询机构牛津经济研究院(Oxford Economics)2016年的研究结果显示,目前中国制造业的劳动力成本已经趋近于美国,而两国之间单位劳动力的生产率相差悬殊,中国的落后局面未见改善。

我国人力成本上涨的原因主要有:

第一、由于人口的急剧老龄化,劳动人口稀缺尤其是廉价劳动力减少;

第二、沿海及珠江三角洲的高昂的生活成本和工薪不成比例问题,二者间接的提高了人力成本。

第三、随着最低全国各地最低工资标准社会保障制度的出台,企业员工社会福利成本提高,从而增加了企业在人力成本上的投入。社保是中国企业人力成本中的一项重要支出,据统计,中国社会保险法定缴费之和相当于工资水平的40%,有的地区甚至达到50%。我国的社保缴费率在全球181个国家中排名第一,约为“金砖四国”其他三国平均水平的2倍,是北欧五国的3倍,是G7国家的2.8倍,是东亚邻国的4.6倍,这些都是企业的成本。

面对成本上涨,企业只有通过提升产品竞争力、生产效率和服务水平才能在未来的竞争中胜出。目前全国多地已经宣布启动“机器换人”计划。“机器换人”一方面让企业节约了劳动力成本,另一方面则促使企业将节约的资金投入到提高全要素生产率的领域,进而推动生产管理、人力资源管理、信息化管理等的转变和创新。作为“中国制造2025”的一部分,推动工业机器人的发展与普及也是国家发展智能制造的最有效方法。

作为电机制造企业,在原材料成本和人力成本上涨的巨大压力下,只能通过提升企业自动化水平,减少用工数量来提高企业效益。而嵌线工作为电机企业用工最多的工种之一,通过采用自动嵌线机减少嵌线工数量,不仅可以减少企业人工支出,而且可以大大提高生产效率。

据电机制造企业人士估计,一台自动嵌线机的效率是一个普通工人的20倍。一个普通嵌线工的工资平均为3500元/月,假设一台自动嵌线机价格为6万元,一个月就能回本,而且自动嵌线机的嵌线质量比手工操作更稳定、统一。

相信不久的未来,随着高效电机的普及,电机制造企业对生产工艺的要求将越来越高,自动化设备将逐步取代目前的工人。嵌线机作为目前最有效的提高效率方式之一,将会受到众多电机制造企业的青睐。

本文来源:文章题目

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电路功能与优势

图1所示电路是一款完整的高性能旋变数字(RDC)电路,该电路可在汽车、航空电子和关键工业应用等要求宽温度范围内具有高稳定性应用的场合精确测量角度位置和速度。

高性能旋变数字转换(RDC)电路原理示意图:未显示所有元件、连接和去耦

图1. 高性能旋变数字转换(RDC)电路原理示意图:未显示所有元件、连接和去耦

该电路具有创新的旋变转子驱动器,提供两种工作模式:高性能和低功耗。在高性能模式下,系统采用 12 V单电源供电,能够为旋转变压器提供6.4 V rms (18 V p-p)的驱动信号。在低功耗状态下,系统采用 6 V单电源供电,能够为旋转变压器提供3.2 V rms (9.2 V p-p)的驱动信号,且系统功耗小于100 mA。驱动器和接收器均提供有源滤波,可最大程度减少量化噪声的影响。

10位模式下,RDC的最大跟踪速率为3125 rps(分辨率= 21 弧分);16位模式下为156.25 rps(分辨率= 19.8弧秒)。

电路描述

信号链设计时需仔细,不仅要考虑幅度和频率,还需注意相移和稳定性。此外,旋转变压器转子绕组的电抗具有阻性分量和感性分量。

AD2S1210 RDC激励信号频率范围为2 kHz至20 kHz,以250 Hz增量进行设置。大部分旋转变压器的额定激励频率固定,典型值为10 kHz左右。不同的旋转变压器具有不同的相移,信号链设计中必须予以考虑。

激励信号施加于旋变转子绕组,后者其实是一个非理想电感,典型电阻性分量为50 Ω至200 Ω,电抗性分量为0 Ω至200 Ω。例如,图1所示电路中的Tamagawa TS2620N21E11旋转变压器阻抗在10 kHz时为70Ω + j100Ω。

典型激励电压可高达20 V p-p (7.1 V rms),因此必须考虑旋变驱动器的最大电流和最大功耗。本电路选用AD8397 ,因为该器件具有宽电源范围(24 V)、高输出电流(采用±12 V电源时,输入32 Ω负载的峰值电流为310 mA)、轨到轨输出电压和低热阻封装(8引脚SOIC EP封装的θJA= 47.2°C/W)。

AD2S1210的激励输出信号来自内部DAC,该DAC会产生一定的量化噪声和失真。由于这个原因,双通道运算放大器AD8692 配置为三阶有源巴特沃兹滤波器,以便减少驱动信号噪声。类似地,SIN和COS接收器电路使用两个四通道运算放大器AD8694作为有源噪声滤波器。

信号链设计

信号链设计中必须考虑这些因素:

* AD2S1210激励信号输出范围:3.2 V(最小值)、3.6 V(典型值)、4.0 V(最大值)
* AD8692 输出电压范围:0.29 V至4.6 V,+5 V电源供电时
* AD8397 输出电压范围:0.18 V至5.87 V,+6 V电源供电时
* AD8397 输出电压范围:0.35 V至11.7 V,+12 V电源供电时
* 旋转变压器(TS2620N21E11)变压比:0.5
* 旋转变压器(TS2620N21E11)相移:0°
* AD8694 输出电压范围:0.37 V至4.6 V,+5 V电源供电时
* AD2S1210输入差分峰峰值信号范围(SIN、COS):2.3 V(最小值)3.15 V(典型值)、4.0 V(最大值)
* 旋转变压器输出SIN、COS负载应当相等
* 旋转变压器输出负载应当至少等于旋转变压器输出阻抗的20倍
* 总信号链相移范围:n × 180° − 44° ≤ φ ≤ n × 180° + 44°,n为整数

旋转变压器激励滤波器和驱动器电路

AD2S1210激励信号滤波器和功率放大器电路如图2所示。必须密切关注信号链路上每一部分的增益和信号电平,避免AD8397输出驱动器在AD2S1210的4.0 V p-p最大激励(EXE)下达到饱和。注意,由于以差分方式驱动旋转变压器,对应真正EXE输出和互补EXE输出分别有两个相同的通道,如图2所示。

激励驱动器和滤波器电路(未显示所有连接和去耦)

图2. 激励驱动器和滤波器电路(未显示所有连接和去耦)

AD8692滤波器电路的直流增益为−1。对于高性能模式(S1关闭),AD8397驱动器级的增益设为2.5(若使用实际可用电阻则为2.49),从而使用12 V电源供电时,4.0 V p-p EXE输入产生10 V p-p输出。这将允许AD8397的输出相对于每条供电轨可以有1 V裕量。对于低功耗模式(S1开启),增益设为1.28,从而使用6 V电源供电时,4.0 V p-p EXE输入产生5.12 V p-p输出。

ADG1612典型导通电阻小于1 ,适用于增益开关。但是,由于开关的关断电容典型值为72 pF,不应直接将其与运算放大器的输入相连。注意,在电路中,R6接地,电容关断时对性能的影响极小。

AD8692配置为多反馈(MFB)三阶巴特沃兹低通滤波器,相移范围为180° ± 15°。设计步骤见线性电路设计手册(第8章)。为该滤波器选择适当的运算放大器很重要。一般而言,运算放大器的增益带宽积应当至少比有源滤波器的–3dB截止频率大20倍。在这种情况下,截止频率为88 kHz,AD8692的增益带宽积为10 MHz,即截止频率的113倍。由于AD8692是一款CMOS运算放大器,其输入偏置电流极低,并且不会对滤波器的直流特性产生很大影响。输入电容为7.5 pF,可使滤波器设计中所选电容的截止频率影响降至最低。

滤波器的−3dB截止频率为88 kHz,10 kHz时的相移为−13°,10 kHz的直流增益为1。

AD8397功率放大器增益可配置为1.28(低增益模式)或2.49(高增益模式)。低增益模式下,10 kHz时的相移等于−1.9°,而高增益模式下的相移等于−5.2°。

AD8692三阶低通滤波器传递函数如图3所示。

AD8692三阶低通滤波器响应

图3. AD8692三阶低通滤波器响应

该滤波器可极为有效地降低驱动旋转变压器的激励信号所产生的噪声。图4显示的是10 kHz EXE信号,直接在AD2S1210的输出端进行测量。图5显示C3处测得的信号(输入至AD8397)以及滤波器过滤噪声的有效性。

AD2S1210EXC引脚测得的信号

图4. AD2S1210EXC引脚测得的信号

C3上测得的信号(输入至AD8397驱动器)

图5. C3上测得的信号(输入至AD8397驱动器)

图6和图7分别显示低功耗模式下和高性能模式下,在旋转变压器某个输入端测量的AD8397输出。注意,这些信号在旋转变压器输入的一侧测得,而施加于旋转变压器的实际差分信号具有双倍的幅度。

使用低功耗模式时,旋转变压器输入端的信号

图6. 使用低功耗模式时,旋转变压器输入端的信号

使用高性能模式时,旋转变压器输入端的信号

图7. 使用高性能模式时,旋转变压器输入端的信号

旋转变压器SIN/COS接收器电路和滤波器

图8显示接收器电路,包括三阶巴特沃兹滤波器和可编程增益级。驱动器电路处于高性能模式时(VCC = 12 V) ,S1开启,总增益为0.35。驱动旋转变压器的输入为18 V p-p(差分),而由于旋转变压器的转换比为0.5,因此 SIN/COS输出为9 V p-p差分。9 V p-p差分等于4.5 V p-p单端,当其乘以0.35增益系数时,可得1.58 V p-p(3.16 V p-p差分),适用于AD2S1210SIN/COS输入的最佳输入电压。类似地,在低功耗模式下,S1关断,总增益为 0.7,同样为AD2S1210的SIN/COS输入提供最佳输入信号电平。

旋转变压器接收器电路(原理示意图:未显示所有连接和去耦)

图8. 旋转变压器接收器电路(原理示意图:未显示所有连接和去耦)

除了提供增益调节,接收器电路还拥有截止频率为63 kHz、10 kHz时相移为−18.6°的三阶巴特沃兹滤波器特性。

低增益模式和高增益模式下滤波器的频率响应分别如图9和图10所示。

旋转变压器接收器电路,低增益传递函数

图9. 旋转变压器接收器电路,低增益传递函数

旋转变压器接收器电路,高增益传递函数

图10. 旋转变压器接收器电路,高增益传递函数

AD2S1210SIN/COS输入端的电压如图11所示(1.64 V p-p,3.28 V p-p差分)

 AD2S1210的正弦和余弦输入信号

图11. AD2S1210的正弦和余弦输入信号

图12显示AD2S1210EXC引脚(通道1,黄色)到SIN输入引脚(通道2,蓝色)之间的总相移约为40°,低于44° 的最大设计值。

AD2S1210EXC和SIN引脚之间的相移

图12. AD2S1210EXC和SIN引脚之间的相移

自动模式检测电路

图13所示复位电路采用 ADM6328微处理器复位电路,可根据VCC电压值确定驱动器和接收器的增益。阈值电压设为如果VCC高于11.5 V,那么电路将切换到高性能模式。如果VCC低于11.5 V,那么电路切换到低功耗模式。

由于ADM6328功耗仅1 A,该器件可使用高阻抗R1/R3电阻分压器输出作为其电源,而不会产生很大的压降。

VCC检测电路

图13. VCC检测电路

ADM6328 具有开漏输出,电阻R2用作上拉电阻。这样可以确保输出摆幅与VCC输入无关。ADM6328电源电压由下式确定

电路使用ADM6328-22,该器件典型阈值电压为2.2 V,最大值为2.25 V。最大VCC阈值电压为11.5 V,因此:

R1和R3分别选用1.6 Ω k 和390Ω ,比值为4.102。

旋转变压器驱动器功率放大器功耗

由于旋转变压器具有相对较低的阻抗和较大的VCC电压,了解AD8397驱动放大器的功耗非常重要,以确保满足最大功耗规格要求。AD8397安全工作的最大功耗受限于结温的升高。

塑封器件的最大安全结温由塑料的相变温度决定,约为150°C。即便只是暂时超过此限值,由于封装对芯片作用的应力改变,参数性能也可能会发生变化。

结温的上升可根据环境温度(TA)、封装热阻(θJA)和放大器功耗(PAMP)算出:

本电路使用AD8397ARDZ,该器件采用带裸露焊盘(EP)的8引脚SOIC封装,θJA= 47.2°C/W。

放大器功耗PAMP计算如下:从电源提供的功耗PSUPPLY中减去负载功耗PLOAD 旋变器转子绕组的等效负载阻抗等于:

可以首先计算来自电源的平均电流,从而算出电源提供的功耗。注意,这些计算忽略了运算放大器的静态电流,只考虑激励电流产生的电流。这些计算的等效电路如图14所示。

计算电源电流的等效电路

图14. 计算电源电流的等效电路

使用Tamagawa TS2620N21E11旋转变压器时,10 kHz下的阻抗为70 +j100 。在高性能状态下(VCC = 12 V、 A = 10 V),使用上述推导等式,可算得AD8397功耗为390 mW。 AD8397(EP封装)的结至环境热阻θJA为47.2°C/W,因此上升至环境温度以上的结温为47.2°C/W × 0.39W = 18.4°。

电源

整个电路采用+6 V或+12 V外部VCC供电,具体取决于工作模式。电路的5 V电源来自5 V、500 mA低压差调节器(LDO) ADP7104-5 。3.3 V ADP7104-3.3用于提供3.3 V电源。详细电源电路参见CN0276设计支持包中的完整原理图

PCB设计和布局考虑

不良布局会导致性能不佳,哪怕与RDC电路有关的频率较低。例如,虽然旋转变压器采用10 kHz激励信号工作,.AD2S1210的工作时钟为8.192 MHz;因此,进行布局、接地和去耦时,必须将其看作高速器件。教程MT-031 和 教程MT-101 详细讨论了这些话题

针对CN-0276提供设计支持包,包含完整的原理图、PA D和Gerber布局文件,以及物料清单。设计支持包位于: http://www.analog.com/CN0276-DesignSupport

系统性能结果

测量电路整体系统噪声的一种好办法是固定旋转变压器位置,并生成输出代码直方图。应在禁用迟滞功能的情况下执行该测试。下图显示AD2S1210输出的码直方图(10/12/14/16位角度精度模式)。各种情况下均使用全16位RDC产生直方图,电路处于高性能模式下(VCC = +12 V)。

直方图显示,驱动器和接收器电路上集成低通滤波器的AD2S1210可在所有模式下获得高角度分辨率

输出码直方图,10,000样本,迟滞禁用,10位角度精度模式,16位ADC分辨率

图15. 输出码直方图,10,000样本,迟滞禁用,10位角度精度模式,16位ADC分辨率

输出码直方图,10,000样本,迟滞禁用,12位角度精度模式,16位ADC分辨率

图16. 输出码直方图,10,000样本,迟滞禁用,12位角度精度模式,16位ADC分辨率

输出码直方图,10,000样本,迟滞禁用,14位角度精度模式,16位ADC分辨率

图17. 输出码直方图,10,000样本,迟滞禁用,14位角度精度模式,16位ADC分辨率

输出码直方图,10,000样本,迟滞禁用,16位角度精度模式,16位ADC分辨率

图18. 输出码直方图,10,000样本,迟滞禁用,16位角度精度模式,16位ADC分辨率

常见变化

CN-0276电路可用于各种类型的旋转变压器。为获得最佳性能,设计人员应适当调整无源器件。使电路适应不同旋转变压器的基本原则是:

* 确保每个放大器输出保持在允许的电压范围内。
* 确保没有元器件发生过压情况。例如,若旋转变压器输出电压对于ADG1611 开关而言过高,可以在* 电路的输入端串联一个电阻,如图8所示。
* 确保总信号链相移保持在如下范围内:n× 180° − 44° ≤ φ ≤ n× 180° + 44°,其中n为整数。

在某些应用中,可加入一个电容并与旋转变压器的初级绕组并联连接,并选择适当的值,使其以工作频率与旋转变压器电感产生谐振。这会使负载表现为阻性。例如,电路中使用的旋转变压器在10 kHz下的电抗为100Ω,相当于1.6 mH电感。与初级端并联的160 nF电容使负载大约为70 ,这是阻抗的真实部分。

然而,在较高的频率下(但仍然在运算放大器的带宽范围内),运算放大器可能会因为容性负载而振荡。本应用中,必须仔细补偿运算放大器,从而使其在整个带宽内保持稳定。

电路评估与测试

本电路使用 EVAL-CN0276-SDPZ 电路板和 EVAL-SDP-CB1Z SDP-B 系统演示平台控制器板。这两片板具有120 引脚的对接连接器,可以快速完成设置并评估电路性能。 CN-0276 Evaluation Software to exchange the data from the EVAL-CN0276-SDPZ包含待评估电路;EVAL-SDP-CB1Z(SDP-B)与CN-0276评估软件一起使用,可交换来自EVAL-CN0276-SDPZ的数据

设备要求

需要以下设备

带USB端口的Windows® 7(或更新)PC
EVAL-CN0276-SDPZ电路板
EVAL-SDP-CB1ZSDP-B控制器板
CN-0276评估软件
6 V/1 A台式电源
12 V/1 A台式电源
Tamagawa TS2620N21E11旋转变压器

开始使用

将CN-0276评估软件光盘放进PC的光盘驱动器,加载评估软件。打开我的电脑,找到包含评估软件的驱动器。有关软件操作的详情请参见 CN0276软件用户指南。

功能框图

图19显示测试设置的功能框图。

测试设置功能框图

图19. 测试设置功能框图

设置

将EVAL-CN0276-SDPZ电路板上的120引脚连接器连接到 EVAL-CN0276-SDPZ控制器板(SDP-B)上的CON A连接器。使用尼龙五金配件,通过120引脚连接器两端的孔牢牢固定这两片板。在断电情况下,将一个6 V或12 V 电源连接到电路板上的VCC和GND引脚。SDP-B板附带的USB电缆连接到PC上的USB端口。此时请勿将该 USB电缆连接到SDP-B板上的微型USB连接器。将旋转变压器TS2620N21E11连接至EVAL-CN0276-SDPZ 电路板的J3。

测试

为连接到EVAL-CN0276-SDPZ的6 V或12 V电源通电。启动评估软件,并通过USB电缆将PC连接到EVAL-SDP-CB1Z上的微型USB连接器。

一旦USB通信建立,EVAL-SDP-CB1Z就可用来发送、接收、采集来自EVAL-CN0276-SDPZ的并行数据。图20为使用该电路测量位置和速度时的软件输出显示屏幕截图。

图20为使用该电路测量位置和速度时的软件输出显示屏幕截图。

图21显示EVAL-CN0276-SDPZ评估板的照片

有关测试设置、校准以及如何使用评估软件来捕捉数据的详细信息,请参阅CN-0276软件用户指南:

软件输出窗口屏幕截图

图20. 软件输出窗口屏幕截图

EVAL-CN0276-SDPZPCB照片

图21. EVAL-CN0276-SDPZPCB照片

针对原型开发的连接

EVAL-CN0276-SDPZ评估板设计用于EVAL-SDP-CB1Z SDP-B板,但任何微处理器都可实现与 AD2S1210 (the user should set SOE 端口的对接(用户应将SOE引脚设为低电平,激活SPI接口)。为使另一个控制器能与EVAL-CN0276-SDPZ评估板一同使用,第三方必须开发相应的软件。

目前已有一些转接板能实现与Altera或Xilinx现场可编程门阵列(FPGAs)的接口。利用Nios驱动器,Altera的BeMicro SDK板能配合BeMicro SDK/SDP转接板一同使用。任何集成FMC连接器的Xilinx评估板均可与FMC-SDP转接板一同使用。

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之前我们提到了以太网在工业领域被广泛应用的驱动力,并简单描述了网络通讯协议的多层模型。

然而,既然已经将以太网技术引入了工业领域,为什么大家还要煞费苦心的搞出好多专用的工业以太网协议,而没有沿用目前比较通用的以太网通讯标准(例如:TCP/IP、IEEE 802.3 ...)呢?以及,各家的工业以太网通讯协议,又有着怎样的差异呢?

关于这个问题,我们首先还是得了解普通以太网的工作机制,和工业系统对数据交互的实时性、确定性的要求。

我们知道,以太网的作用,其实是为设备间的数据交互提供了一种共享网络通讯服务。然而,当多台不同类型的设备连接在同一个网络系统中互相发送和接收各种数据信息时,就必定存在着潜在的传输冲突问题。这就好比很多人在一起开会,如果大家同时开口说话,就无法确保相互之间的有效沟通,因此必须事先预设一个沟通机制。

在传统的以太网中,所有的节点共享传输介质,为了能够保证有序、高效地为很多节点提供传输服务,在介质访问控制上通常会采用 CSMA / CD(Carrier Sense Multiple Access with Collision Detection)带冲突检测的载波监听多路访问技术(载波监听多点接入/碰撞检测),也就是我们经常听说的 IEEE 802.3 协议标准。

它的工作原理是:发送数据前先侦听信道是否空闲;若空闲,则立即发送数据;若信道忙碌,则等待一段时间,至信道中的信息传输结束后再发送数据;若在上一段信息发送结束后,同时有两个或两个以上的节点都提出发送请求,则判定为冲突;若侦听到冲突,则立即停止发送数据,等待一段随机时间,再重新尝试 ... 这就好像我们开会时,要约定每个人在说话前必须先倾听,只有等会场安静下来后,才能够发言。

然而,大家发现这其中的问题没有,就是在传统以太网中,避免数据传输冲突的方式居然是简单的“等待”,完全无法保证重要的数据/指令在确定的时间内及时收发;这就好比会议中,即使再重要的发言,也都要等到别人说完之后才能开始,并且还不知道要等多久,虽然避免了冲突,但却在一定程度上降低了重要信息的传达效率。

通用以太网这种非实时、非确定性,对于一般信息层的网络应用,往往算不上是什么太大的问题,因为在这些应用场合,人们对于数据传输的时间节点并不那么敏感,例如:我们通常不会太在意设备数据和网页画面在加载更新时出现的几毫秒或几十毫秒甚至几秒的延迟。

然而对于工业现场的产线设备,这种数据通讯的非确定性延时,就会严重的影响和制约其控制性能。尤其是在运控系统中,为了达到较高的动态响应特性,控制器与驱动器之间必须能以极为精准确定的时间周期进行位置/指令数据的高频交互,而这恰恰是传统的以太网技术无法做到的,也是早期的脉冲串和 SERCOS 总线能够长期统治运控江湖的主要原因。

于是,为了能够让工业设备中的控制器、传感器和执行器...等自动化组件之间的连接和通讯做到具备确定性和实时性,在将以太网的硬件介质应用到工业控制领域的过程中,各大自动化厂商就分别基于已有的现场总线技术和信息/控制系统,重新调整和规划了工业以太网的通讯机制。

例如:ProfiNet IRT 就在每个数据周期中,单独划出了一个同步通讯时段,专门用于实时数据的传输;而一般非实时数据的通讯,则只能在标准数据时段中进行,一旦进入同步通讯时段,就会立即暂停这些数据的传输。这与会议过程中为重要议题单独划出一段时间、并中止一切自由讨论,是类似的道理。

POWERLINK 则不仅将数据周期分割成同步和非同步时段,而且为了提升整个网络的通讯效率,它还通过单一主站(MN)为每个从站(CN)分配了固定的时间槽,并采用轮询机制来实现数据的实时交换。当系统从 SoC 开始启动等时同步传输后,MN 会按照分配好的时间槽逐一与每个 CN 进行一次数据交互。这相当于在会议中设定了一个主持人,与会者只能在规定好的时间节点和主持人进行单独交谈,而他们之间的交头接耳则是绝对不允许的。

而 EtherCAT 则是采取了一种“数据列车”的通讯方式,从主站发出的数据包会按照顺序沿各个从站节点接力传递,边传输边处理,最后返回到系统主站。在这个过程中,每个节点会按照自己的应用需要从“列车”上快速抓取数据,并将已经处理好要输出的数据装载到“列车”上。主站只需要发送一次数据,就能够完成与各个从站之间的数据交换。同时,由于每个站点发送数据的目标节点都是确定的,数据包中的地址信息也因此被简化了。

相比之下,EtherNet/IP 就没有在数据传输和交互的时序/动作上给网络中的设备设定什么限制,总体上还是沿用了通用以太网的基本协议规则。只是要求“发声”设备(Producer 生产者)在发送数据时按照约定规则为数据贴上类别标签,如:普通 I/O、运动控制、安全数据...,这样,接收端(Consumer 消费者)就会在收到数据后根据其所属类型的重要/紧急程度,决定是否接受优先使用该数据,或者稍后(甚至不做)响应。

目前市面上的工业以太网协议,除了上面提到的这些,其实还有很多,由于在实现以太网的实时通讯方面采取了极为不同的技术策略,它们在实际应用中也往往会表现出一定的性能差异,如:传输速率、响应周期、拓扑结构、易用性,开放性...等等。

同时我们也必须注意到,我们现在看到的各种工业以太网协议,基本上都是由相应的自动化厂商发起并作为“标准”进行推广的,用户对于网络技术的选择和应用体验,很大程度上还是会受到其背后的产品架构和技术体系的影响。

所以,从某种意义上说,我们基本上可以将这些所谓的工业以太网定义为,基于通用以太网物理介质的专属工业现场总线;同时,由于具备了实时的数据交互能力,它们应该可以被称作是第二代工业总线。

话说,第三代工业网络通讯技术已经来了...

本文转自:如何看待当下的工业以太网技术

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