ADI

Jens Sorenson和Richard Anslow ADI公司

旋转编码器广泛用于工业自动化系统中。此类编码器的典型应用是电力机械,其中编码器连接到旋转轴,从而向控制系统提供反馈。虽然编码器的主要用途是角度位置和速度测量,但系统诊断和参数配置等其他特性也很常见。图1显示了一个电机控制信号链,其利用RS-485收发器和微处理器连接绝对编码器(ABS编码器)从机和工业伺服驱动器主机,以实现对交流电机的闭环控制。

伺服驱动器和ABS编码器之间的RS-485通信链路通常要求最高达16 MHz的高数据速率和低传播延迟时序规格。RS-485线缆延伸长度最大值通常是50米,但有时候也可能长达150米。对数据通信而言,电机控制编码器应用是具有挑战性的环境,因为电气噪声和长电缆会影响RS-485信号传输的完整性。本文重点阐述电机控制应用采用ADI公司50 Mbps (25 MHz) ADM3065E RS-485收发器和ADSP-CM40x混合信号控制处理器的主要好处。

ADM3065E RS-485收发器设计用于在电机控制编码器之类恶劣环境中可靠地工作,并且具备增强的抗扰度和(IEC) 61000-4-2 ESD(静电放电)鲁棒性。

图1. 利用RS-485连接绝对编码器从机和伺服驱动器主机,实现对交流电机的闭环控制。

抗扰度

RS-485信号传输是平衡的差分式传输,本身便能抗干扰。系统噪声均等地耦合到RS-485双绞线电缆中的每条导线。一个信号的发射与另一个信号相反,耦合到RS-485总线的电磁场彼此抵消。这降低了系统的电磁干扰(EMI)。此外,ADM3065E增强的2.1 V驱动强度支持在通信中实现更高的信噪比(SNR)。给ADM3065E增加信号隔离可利用ADuM141D轻松实现。ADuM141D是一款采用ADI公司iCoupler®技术的四通道数字隔离器。ADuM141D的工作数据速率最高可达150 Mbps,因此它适合与50 Mbps ADM3065E RS-485收发器一起工作(参见图2)。直接功率注入(DPI)法测量器件抑制注入到电源或输入引脚的噪声的能力。ADuM141D采用的隔离技术已通过测试,符合DPI IEC 62132-4标准。ADuM141D抗扰度性能超过同类产品。ADuM141D在整个频率范围内保持了出色的性能,而其他隔离产品在200 MHz至700 MHz频段出现位错误。

图2. 信号隔离的50 Mbps RS-485解决方案(简化图,未显示全部连接)。

IEC 61000-4-2 ESD性能

编码器到电机驱动器的裸露RS-485连接器和线缆上的ESD是一个常见系统危险因素。与变速电力驱动系统的EMC抗扰度要求相关的系统级IEC 61800-3标准,要求最低±4 kV(接触)/±8 kV(空气)的IEC 61000-4-2 ESD保护。ADM3065E超过了这一要求,提供±12 kV(接触)/±12 kV(空气)的IEC 61000-4-2 ESD保护。图3所示为IEC 61000-4-2标准中的8 kV接触放电电流波形与人体模型(HBM) ESD 8 kV波形的对比。从图4中可以看出,两个标准规定的波形形状和峰值电流是不同的。与IEC 61000-4-2 8 kV脉冲关联的峰值电流为30 A,相应的HBM ESD峰值电流比该数值的五分之一还小,为5.33A。另一差异为初始电压尖峰的上升时间,对于IEC 61000-4-2 ESD,上升时间为1 ns,相较于与HBM ESD波形关联的10 ns时间要快得多。与IEC ESD波形关联的功率值显著大于HBMESD波形的相应值。HBM ESD标准要求待测设备(EUT)经受3次正放电和3次负放电,而IEC ESD标准则要求10次正放电和10次负放电测试。与标称多种HBM ESD保护级别的其他RS-485收发器相比,具有IEC 61000-4-2 ESD额定值的ADM3065E更适合在恶劣环境中工作。

图3. IEC 61000-4-2 ESD波形(8 kV)与HBM ESD波形(8 kV)的对比

EnDat通信协议

编码器使用的通信协议有很多种,例如EnDat、BiSS、HIPERFACE和Tamagawa。尽管有区别,但编码器通信协议在实现方面具有相似点。这些协议的接口是串行双向管道,符合RS-422或RS-485电气规范。虽然硬件层有相同之处,但运行每种协议所需的软件是独一无二的。通信堆栈和所需的应用程序代码均特定于协议。本文主要说明EnDat 2.2接口主机侧的硬件和软件实现。

延迟影响

延迟分为两类:第一类是电缆的传输延迟,第二类是收发器的传播延迟。电缆延迟由光速和电缆的电介质常数决定,典型值为6 ns/m至10 ns/m。当总延迟超过半时钟周期时,主机和从机之间的通信就会出故障。对此,设计人员有如下选择:

* 降低数据速率
* 减小传播延迟
* 在主机侧提供延迟补偿

选项3可同时补偿电缆延迟和收发器延迟,因此是确保系统能以高时钟速率通过长电缆运行的有效办法。缺点是延迟补偿会增加系统的复杂性。在延迟补偿不可行的系统中,或在电缆较短的系统中,使用传播延迟短的收发器具有明显的优势。低传播延迟使得时钟速率可以更高,而且不必在系统中引入延迟补偿。

图4. 实验设置

主机实现

主机实现包括串行端口和通信堆栈。编码器协议并不兼容标准端口(例如UART),故无法使用大多数通用微控制器上的外设。不过,利用FPGA的可编程逻辑可以在硬件中实现专用通信端口,并支持延迟补偿等高级特性。FPGA方法虽然很灵活,可以针对具体应用进行定制,但也有缺点。与处理器相比,FPGA成本高,功耗大,而且上市时间长。

本文讨论的EnDat接口是在ADI公司的ADSP-CM40x上实现,后者是一款针对电机控制驱动器而开发的处理器。除了脉宽调制器(PWM)定时器、模数转换器(ADC)和sinc滤波器等用于电机控制的外设以外,ADSP-CM40x还有高度灵活的串行端口(SPORT)。

这些SPORT可以仿真多种协议,包括EnDat和BiSS等编码器协议。由于ADSP-CM40x的外设很丰富,所以它不仅能执行高级电机控制,而且能与编码器接口。换言之,无需使用FPGA。

测试设置

EnDat 2.2测试设置如图4所示。EnDat从机是Kollmorgen的一款标准伺服电机(AKM22),EnDat编码器(ENC1113)安装在轴上。三对线(数据、时钟和电源线)将编码器连接到收发器板。EnDat PHY上有两个收发器和用于编码器的电源。一个收发器用于时钟,另一个收发器用于数据线路。EnDat主机由ADSP-CM40x结合标准外设和软件而实现。发送端口和接收端口均利用灵活的SPORT实现。EnDat协议包括多种长度不同的帧,不过这些帧全都基于相同序列,如图5所示。首先,主机发送命令至从机,然后从机处理命令并执行必要的计算。最后,从机将结果送回主机。

图5. EnDat发送/接收序列

发送时钟(Tx CLK)由处理器ADSP-CM40x产生。由于系统延迟,来自编码器的数据在返回处理器之前会与发送时钟错相。为补偿传输延迟tDELAY,处理器还会产生一个接收时钟(Rx CLK),它比发送时钟延迟tDELAY。让接收时钟与自从机收到的数据同相是补偿传输延迟的有效办法。

来自处理器的时钟信号是连续的,而EnDat协议规定,时钟只能在通信期间施加于编码器。在所有其他时候,时钟线路必须保持高电平。为此,处理器产生一个时钟使能信号CLK EN,其被送至ADM3065E数据使能引脚。恰好两个时钟周期(2T)之后,主机开始在Tx DATA上发出命令。

命令有6位长,随后是两个0位。为了控制收发器的数据方向,处理器在传输时将Tx/Rx EN位置1。在从机准备响应的同时,系统进入等待状态,主机继续施加时钟,但数据线无效。当从机准备就绪时,数据线接收数据被拉高,然后立即发送响应。收到n位响应之后,主机将CLK EN信号设为低电平以停止时钟。与此同时,ENC CLK信号变为高电平。数据流为半双工式, ENC数据图为画在一起的收发数据流。

实验结果

图6显示了EnDat系统的测试结果。测试使用的时钟频率为8 MHz,延迟补偿通过接收时钟相移实现。底部信号是来自EnDat主机的命令。此处显示的命令为“发送位置”,其前面是两个0,接着是六个1,最后又是两个0。该命令总共有10位。编码器的响应是从顶部起的第三个信号。合并数据线是从顶部起的第二个信号。最后,顶部信号是施加于编码器的时钟。

图6. EnDat数据交换

作者简介

Jens Sorensen是ADI公司系统应用工程师,负责工业应用的电机控制解决方案。他的主要兴趣在于控制算法、电源电子和控制处理器。Jens目前专注工业应用,而在早期职业生涯中致力于开发家用电器和汽车应用中的电机控制和电源电子元件。联系方式: jens.sorensen@analog.com

Richard Anslow是ADI公司产品应用工程师,负责工业应用隔离接口解决方案。Richard的主要兴趣包括工业自动化、能源和军事航空航天应用的通信接口与隔离鲁棒性。Richard毕业于爱尔兰利默里克大学,获工程学士和硕士学位。联系方式: richard.anslow@analog.com

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工业以太网系统需要比办公以太网更加稳定可靠。

以太网,尤其是工业以太网近来已成为制造业的热门词汇。虽然类似,却各有特点,各有优势。本文将介绍以太网和工业以太网,并比较二者的不同。

何谓以太网?

以太网最早出现于1970年代,之后按照IEEE 802.3实施了标准化。以太网是指符合IEEE 802.3标准的局域网(LAN)产品组,IEEE802.3是一组电气与电子工程师协会(IEEE)标准,用于定义有线以太网媒体访问控制的物理层和数据链路层。这些标准也说明子配置以太网网络的规则,以及各种网络元件如何彼此协作。以太网支持多台计算机通过一个网络连接,没有它,现代社会采用的各种设备之间可能无法通信。以太网是一种全球化的电线电缆系统标准,这些电线电缆将多台计算机、设备、机器等通过企业的单个网络连接在一起,以便所有计算机彼此通信。以太网的雏形是一条电缆,它支持多台设备连接至同一网络。如今,以太网网络可根据需要扩展和覆盖新设备。以太网是目前全球最受欢迎、使用范围最广泛的网络技术。

工业以太网的工作原理

图1. 工业设置中需要采用这种先进技术,以确保能够正确发送和接收特定的制造数据。以瓶子灌装厂为例,工业以太网自动化技术支持通过网络发送灌装数据,以确保按计划完成灌装。

使用以太网时,数据流被分割成更短的数据块或帧,每个都包含特定的信息,例如数据的源和目的地。要按照需求通过网络发送和接收数据,这些数据是不可或缺的。

其他与以太网技术相关的术语包括:

* 介质在现代以太网技术中,介质是指双绞线对或光缆,以太网设备通过连接它们来提供数据传输路径。
* 段:单个共享介质。
* 节点:连接段的设备。

标准以太网的数据传输速度在10 Mbps到100 Mbps之间。千兆以太网是IEEE 802.3标准中使用的一个术语,用于表示以1 Gbps的速度传输的以太网网速。千兆以太网最初一般用于主干网络传输,以及高性能或高容量服务器。但随着时间发展,它逐渐受到桌面连接设备和PC的支持。

关于以太网的其他信息

以太网和Wi-Fi是两个不同的概念—以太网使用线缆来连接计算机和设备,计算机杂志如此表述。4 几乎提到的所有网络或LAN连接都是指以太网。

何谓工业以太网?

工业以太网如同其名,指的是应用于工业配置的以太网,它们通常需要更稳定可靠的连接器、电缆,以及更高的确定性,后者最为重要。为了获得更高的确定性,工业以太网在使用以太网时,会使用专用协议。目前较受欢迎的工业以太网协议包括:PROFINET®、EtherNet/IP®、EtherCAT®、SERCOS III以及POWERLINK®。

使用工业以太网时,数据传输速率为10 Mbps至 1 Gbps。但是,工业以太网应用最常使用100 Mbps的速度。

图2. 相较于办公以太网系统,工业以太网需要进行更多考量。工厂车间中的制造设备会受到不同温度、振动以及其他潜在的干扰噪声的影响。

工作原理

工业以太网协议(例如PROFINET和EtherCAT)会修改标准以太网的协议,以确保不但能正确发送和接收特定的制造数据,还能在需要执行特定操作时,准时发送和接收数据。以使用工业以太网自动化技术的瓶子灌装厂为例,它能通过网络发送灌装数据,以确保按计划完成灌装。据Real Time Automation公司称,瓶子装满时,会通过网络发送停止灌装命令。

它表示,对于办公以太网设置,这种消息就不会如此至关重要。网页丢失时,用户只需要点击刷新按钮就可以了。但是对于工厂,一个小问题就可能演变成大灾难—公司根本等不及有人找到问题,然后手动按下按钮。而工业以太网自动化网络可以检测灌装过程中的错误,并自动停止灌装流程,防止造成时间、产品和资金损失。

以太网和工业以太网之间的其他差别

Real Time Automation公司表示,以太网一般更多地用于办公环境,而非工业环境中。办公以太网主要针对基础层次的使用,而工业以太网则可能用于多种层次,以及任务更加繁重的环境。工业以太网更适合用于解决工厂噪声问题,满足工厂工艺需求,应对更加严苛的环境,甚至更好地应对工厂内的数据冲突问题。

工业以太网技术采用的线路和连接器也跟传统的不同。例如,Real Time Automation公司表示,工业配置中使用的连接器并非是基本的咬合锁定类型。因为环境更加严苛,所以需要更加坚固的锁定类型。重负荷应用也经常需要使用密封式连接器。

此外,商用或办公以太网和工业以太网采用的线缆也不同。比起常规的以太网电缆,轻型工业电缆的护套质量可能更好。此外,正如所预期的,重负荷电缆的护套及其使用的金属也能提升品质,让它更加耐用。

在定义工业以太网和以太网相区分时,确定性是一个重要因素。标准以太网本身不具有确定性,7 但工业环境需要确定性。它们需要在特定时间发送和接收数据包,且它们需要保证数据每一次都成功发送。这是因为在工业配置中,设备之间的数据丢失或数据延迟都会造成灾难性后果—例如,生产流程中的重大问题。公司在选择部署哪种类型的以太网时,这种实时信息传输通常会起到相当大的决定作用。公司需要评估自身的特定需求,然后确定最适合其组织使用的以太网解决方案。

参考文献

1、ANSI/IEE 802.3-2002—IEEE IT标准—系统之间的电信传输和信息交换—LAN/MAN—特定要求—第3部分:CSMA/CD访问方法和物理层规范—维护修订版6。IEEE, 2002。
2、以太网指南—第1部分:网络基础。Lantronix。
3 、Nick Pidgeon。“以太网的工作原理。”HowStuffWorks,2000年4月。
4、定义:以太网。计算机杂志。
5、关于工业以太网的方方面面。Hirschmann。
6 、何谓工业以太网?Real Time Automation公司。
7 “了解以太网的速度和确定性。”Automation World(自动化世界),2011年11月。

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在高电流背板应用中要求实现电路板的带电插拔,这就需要兼具低导通电阻 (在稳态操作期间) 和针对瞬态情况之高安全工作区 (SOA) 的 MOSFET。通常,专为拥有低导通电阻而优化的新式 MOSFET 并不适合高 SOA 热插拔应用。

LTC®4234 是一款针对热插拔 (Hot Swap™) 应用的集成型解决方案,其允许电路板在带电背板上安全地插入和拔出。该器件把一个热插拔控制器、功率 MOSFET 和电流检测电阻器集成在单个封装中,以满足小型化应用的要求。对 MOSFET 的安全工作区进行了生产测试,并保证其能承受热插拔应用中的应力。

LTC4234 的 3.3mΩ 内部 MOSFET 和 0.7mΩ 检测电阻器可支持高达 20A 的负载电流。在该电流水平下,LTC4234 的功率耗散为:

PD = I2 · R = (20A)2 · (3.3mΩ + 0.7mΩ) = 1.6W

对于期望实现较低功率耗散的应用,图 1 所示的电路增设了一个与 LTC4234 的内部 MOSFET 相并联的外部低电阻 MOSFET,旨在把功率耗散降至低于:

PD = I2 · R = (20A)2 · ((3.3mΩ || 0.9mΩ) + 0.7mΩ) = 0.56W

在图 1 所示的 12V 应用中,LTC4234 的 MOSFET 处理的是高漏极至源极电压情况,此时 SOA 是一个主要的关注点。在正常操作期间,当漏极至源极电压较小时,一个 LTC4365 过压 / 欠压电源保护控制器将接通 M1 (其为 0.9mΩ Infineon BSC009NE2LS MOSFET) 以降低总功率耗散,同时实际上消除了对于 SOA 的担忧。

电路运作

在该电路中,LTC4365 在输入电压低于 13.5V 和输出电压高于 10.5V 时接通 M1。由于 M1 的漏极连接至 LTC4234 的 SENSE 引脚,因此所有的电流都流过 LTC4234 的内部 0.7mΩ 检测电阻器。一旦 LTC4234 下拉内部 MOSFET 栅极电压以限制输送至负载的功率,外部 MOSFET 的栅极也将通过低泄漏二极管 D1 (BAR18FILM) 下拉。二极管 D1 的用途是使 LTC4234 的内部 MSOFET 能够在 LTC4365 把外部 MOSFET 保持关断 (当 VIN > 13.5V 或 VOUT

图 1:具保证 SOA 的高电流、低导通电阻、12V 热插拔

图 2 中的示波器波形显示了当在输入端加电时的电路运行方式。很明显这是一种“阶段式启动”。首先,LTC4234 的内部 MOSFET 在 VIN 上出现电源约 50ms 之后接通,输出电压开始上升。在此期间,当漏极至源极电压很大时,MOSFET SOA 是一个令人担忧的问题,MOSFET M1 处于断开状态。LTC4365 的 GATE (M1 的 GATE) 的缓慢上升是 LTC4365 内部箝位功能电路起作用的结果,该箝位电路负责限制 M1 的栅极至源极电压以保护 MOSFET 的栅极氧化层。在启动阶段结束且输出电压差不多等于输入电压之后,LTC4365 的 GATE 上升以接通外部 MOSFET。M1 起一个“旁路 FET”的作用,可减小从输入至输出的电阻。因此,LTC4234 的内部 3.3mΩ MOSFET 和外部 0.9mΩ MOSFET 在正常操作期间均得到了强化,从而与单单采用 LTC4234 相比功率耗散有所减少。

图 2:示波器波形

结论

利用这种方法,我们可以做到两全其美。LTC4234 简化了满足 SOA 要求的棘手任务,而一个专为拥有低导通电阻 (但未必高 SOA) 而优化的外部 MOSFET则降低了 DC 功耗。

作者

Gabino Alonso

Dan Eddleman:Dan Eddleman is an analog engineer with over 15 years of experience at Linear Technology as an IC designer, the Singapore IC Design Center Manager, and an applications engineer.

He began his career at Linear Technology by designing the LTC2923 and LTC2925 Power Supply Tracking Controllers, the LTC4355 High Voltage Dual Ideal Diode-OR, and the LTC1546 Multiprotocol Transceiver. He was also a member of the team that designed the world’s first Power over Ethernet (PoE) Controller, the LTC4255. He holds two patents related to these products.

He subsequently moved to Singapore to manage Linear Technology’s Singapore IC Design Center, overseeing a team of engineers that designed products including Hot Swap controllers, overvoltage protection controllers, DC/DC switched-mode power supply controllers, power monitors, and supercapacitor chargers.

Upon returning to the Milpitas headquarters as an applications engineer, Dan created the Linduino, an Arduino-compatible hardware platform for demonstrating Linear Technology’s I2C- and SPI-based products. The Linduino provides a convenient means to distribute C firmware to customers, while also providing a simple rapid prototyping platform for Linear Technology’s customers.

Additionally, in his role as an applications engineer, he conceived of the LTC2644/LTC2645 PWM to VOUT DACs, and developed the XOR-based address translator circuit used in the LTC4316/LTC4317/LTC4318 I2C/SMBUS Address Translators. He has applied for patents related to both of these products. Dan has also developed multiple reference designs that satisfy the onerous MIL-STD-1275 28V military vehicle specification.

Dan continues to study Safe Operating Area of MOSFETs, and has created software tools and conducts training sessions within Linear Technology related to SOA. His SOAtherm model distributed with LTspice allows customers to simulate MOSFET SOA within their Hot Swap circuit simulations using thermal models that incorporate Spirito runaway.

He received an M.S. in Electrical Engineering from Stanford University and B.S. degrees in Electrical Engineering and Computer Engineering from the University of California, Davis.

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作者:David Guo

运算放大器通常用于在工业流程控制、科学仪器和医疗设备等各种应用中产生高性能电流源。《模拟对话》1967年第1卷第1期上发表的“单放大器电流源”介绍了几种电流源电路,它们可以提供通过浮动负载或接地负载的恒流。在压力变送器和气体探测器等工业应用中,这些电路广泛应用于提供4-mA至20mA或0-mA至20-mA的电流。

图1所示的改进型Howland电流源非常受欢迎,因为它可以驱动接地负载。允许相对较高电流的晶体管可以用MOSFET取代,以便达到更高的电流。对于低成本、低电流应用,可以去除晶体管,如《模拟对话》2009年第43卷第3期“差动放大器构成精密电流源的核心”所述。

这种电流源的精度取决于放大器和电阻。本文介绍如何选择外部电阻以最大程度减少误差。

图1. 改进型Howland电流源驱动接地负载

通过对改进型Howland电流源进行分析,可以得出传递函数:

提示1:设置R2 + R5 = R4

在公式1中,负载电阻影响输出电流,但如果我们设置R1 = R3 和R2+ R5 = R4,则方程简化为:

此处的输出电流只是R3、R4和R5的函数。如果有理想放大器,电阻容差将决定输出电流的精度。

提示2:设置RL = n × R5

为减少器件库中的总电阻数,请设置R1 = R2 = R3 = R4。现在,公式1简化为:

如果R5 = RL,则公式进一步简化为:

此处的输出电流仅取决于电阻R5。

某些情况下,输入信号可能需要衰减。例如,在处理10 V输入信号且R5 = 100 Ω的情况下,输出电流为100 mA。要获得20 mA的输出电流,请设置R1 = R3 = 5R2 = 5R4。现在,公式1简化为:

如果RL = 5R5 = 500 Ω,则:

提示3:R1/R2/R3/R4的值较大,可以改进电流精度大多数情况下,R1 = R2 = R3 = R4,但RL ≠ R5,因此输出电流如公式3所示。例如,在R5 = 100 Ω且RL = 500 Ω的情况下,图2显示电阻R1与电流精度之间的关系。要达到0.5%的电流精度,R1必须至少为40 kΩ。

图2. R1与输出电流精度之间的关系

提示4:电阻容差影响电流精度

实际电阻从来都不是理想的,每个电阻都具有指定的容差。图3显示了示例电路,其中R1 = R2 = R3 = R4 = 100 kΩ,R5 = 100 Ω,而且RL = 500 Ω。在输入电压设置为0.1 V的情况下,输出电流应该为1 mA。表1显示由于不同电阻容差而导致的输出电流误差。为达到0.5%的电流精度,请为R1/R2/R3/R4选择0.01%的容差,为R5选择0.1%的容差,为RL选择5%的容差。0.01%容差的电阻成本昂贵,因此更好的选择是使用集成差动放大器(例如AD8276),它具有更好的电阻匹配,而且更加经济高效。

图3. IOUT = 1 mA的示例电路

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作者:Rob Reeder,ADI公司应用工程师

在1990年代早期,尺寸与现代笔记本电脑接近的“便携式”电话(有时也称为“背包电话”)广为使用。此后,不出二十年,口袋大小的手机已经可以收发邮件和文字消息、拍照、查询股票、预约,当然还能给世界上任何地方的人打电话。与此类似,在医疗领域,早期所谓的“便携式”超声系统是推车式的,且功耗较高、成本昂贵。幸运的是,超声系统近年来也得益于芯片集成和功耗调整技术的突破。

这些技术突破催生了更便携、更高效的超声系统,具有更佳的成像性能和更多的功能。更高的动态范围、更低的功耗以及更紧凑的系统级IC提供了高质量的图像,可更好地进行诊断。未来的超声系统可能是手持式的,并成为医师的第二个“听诊器”。

超声信号链

图1显示了一个超声系统信号链的简化框图。所有超声系统都在相对较长电缆的末端使用换能器,电缆长度一般为两米。此电缆至少包含8个——最多可达256个——微型同轴电缆,是系统中最昂贵的部件之一。在几乎所有系统中,换能器基元都直接驱动电缆。电缆电容成为换能器基元的负载,引起很大的信号衰减。它需要一个高度灵敏的接收器来保持动态范围和实现最佳系统性能。

图1. 典型超声信号链

在发射端(Tx路径),波束成形器决定针对所需焦点而设定的脉冲序列延迟模式。然后,波束成形器的输出由高压发射放大器放大,以驱动换能器。这些放大器由数模转换器(DAC)或者高压FET开关阵列控制,将发射脉冲整形,以便更好地向换能器基元传输能量。在接收端,发射/接收(T/R)开关(通常是一个二极管电桥)阻挡高压Tx脉冲。某些阵列会使用高压(HV)多路复用器/解复用器来降低发射和接收硬件复杂度,但这样会牺牲灵活性。

时间增益控制(TGC)接收路径由低噪声放大器(LNA)、可变增益放大器(VGA)和模数转换器(ADC)构成。VGA通常提供线性dB增益控制,与超声信号反射衰减匹配。在操作人员的控制下,TGC路径用于在扫描过程中保持图像的均匀性。低噪声LNA对于尽可能降低随后的VGA噪声分配极为关键。在需要输入阻抗匹配应用中,有源阻抗控制使噪声性能最佳。

通过VGA将宽动态范围的输入信号压缩,以满足ADC的输入范围要求。LNA的折合到输入端的噪声限制了可分辨的最小输入信号,而折合到输出端的噪声主要取决于VGA,它限制了特定增益控制电压下可以处理的最大瞬时动态范围。该限制是根据量化本底噪声设定的,而量化本底噪声由ADC的分辨率决定。早期的超声系统基于10位ADC,但多数现代系统使用12或14位ADC。

抗混叠滤波器(AAF)限制了信号带宽,同时也抑制了ADC之前TGC路径中的无用噪声。

医用超声的波束成形是指信号的相位对准和求和,这些信号由共同的信号源生成,但是由多基元超声换能器在不同的时间点接收。在连续波多普勒(CWD)路径中,对接收器通道进行移相和求和,以提取相干信息。波束形成有两个功能: 一个是为换能器定向,以提高其增益,另一个是定义人体内的焦点,由该焦点得到回波的位置。

波束成形可以采用两种不同的方法实现:模拟波束成形(ABF)和数字波束成形(DBF)。ABF和DBF系统之间的主要区别在于完成波束成形的方式;这两种方法都需要良好的通道间匹配。ABF使用模拟延迟线和求和,仅需要一个精密高分辨率、高速ADC。DBF系统是目前最受欢迎的方法,它使用“很多”高速、高分辨率ADC。DBF系统中的信号应尽可能靠近换能器基元进行信号采样,然后将信号延迟并对其进行数字求和。DBF架构的简化框图如图2所示。

图2. 数字波束成形(DBF)系统简化框图

集成和分割策略

超声系统具有如此多的通道和元器件,虽然技术已经有了极大的进步,仍属于目前最复杂的系统。就像其他复杂系统那样,有很多方法可以进行系统分割。本节将回顾一些超声分割策略。

早期的超声系统采用模拟波束成形技术,需要使用大量的模拟元器件。TGC和Rx/Tx路径上的数字处理通过定制ASIC来实现。在多通道VGA、ADC和DAC广泛使用之前,这种方法很常见。ASIC具有大量栅极,其数字技术未针对模拟功能(比如放大器和ADC)优化。使用ASIC的系统很大程度上必须依赖于供应商产品的可靠性。

ASIC、FPGA和DBF技术与分立式IC ADC和VGA结合使用是实现便携性的第一步,但使用多通道(四通道和八通道)TGC、ADC以及DAC让尺寸与功耗得到大幅下降。这些多通道元器件可让设计人员从数字电路中将敏感模拟电路分割到独立电路板上。这样可以缩减系统尺寸,并且有利于在多个平台上重复利用电子电路。

然而,以高引脚数互连四通道和八通道VGA与ADC会让PCB走线路由变得困难,某些情况下会迫使设计人员使用通道数较少的器件,比如从八通道ADC转而使用四通道ADC。将大量多通道元器件放置在小面积内还会导致散热问题。进行最佳分割可能会变得很有挑战性。

完整TGC路径采用多通道、多器件的进一步集成使设计变得更加容易,因为PCB尺寸和功耗要求得以进一步降低。随着更高级集成方案的广泛使用,成本、尺寸和功耗进一步减小,便携式系统的电池寿命更长。

这类架构可以采用超声子系统构建(比如AD9271),它包含LNA、VGA、可编程抗混叠滤波器、12位ADC和八个TGC通道的串行LVDS输出。

最终的超声解决方案可在探头里集成更多的电子功能,并尽可能靠近换能器基元。记住,探头基元的电缆会限制动态范围,且成本高昂。如果前端电子元件更靠近探头,那么电缆损耗的影响就会更小,降低LNA要求并进而降低功耗。一种方法是将LNA移至探头电子器件中。另一种方法是分割探头和PCB电子器件的VGA控制。最终,系统尺寸更小,足够装进超小型封装中。这样做的不足之处是设计人员又回到了原点,需要定制探头。换言之,探头/电子器件定制将使现代设计人员面临以前使用数字ASIC的设计人员所面临的同样问题。

使用现代IC调节电源/性能

超声涵盖了范围广阔的各种应用,因此系统设计人员所需要做的权衡取舍也更多。每一种诊断成像模式都有不足之处,通常是性能与功耗的权衡。现在,这些难题由可让设计人员在IC内部调节性能与功耗比的元器件所解决,从而缩短了产品上市时间。同样,我们希望超声子系统可以在IC内部提供一系列选项,以便调节输入范围、偏置电流、采样速率和增益。根据所要求的成像模式或探针类型,系统设计人员几乎可以实时对设计的适用性进行系统调节,并以最低的功耗提供最高的性能。

图3. 超声子系统配置工具图形用户界面

设计人员还可针对这些器件使用配置设计工具,从而可对各种单独的探头和图像模式性能进行评估,如图3所示。系统设计人员可以快速做出这些权衡取舍,并直接在IC级别调节系统设计。如此,便无需更改硬件并执行复杂的图像处理测试来验证这些权衡取舍。

此外,配置工具还可将最优配置参数转换为数字设置,并生成一个文件,将该器件的最终配置复制到系统中。

结论

在医疗和工业应用中,超声系统正在不断向便携性和低功耗发展。所有这类系统都具有相似的要求,并在近年来实现了集成和功耗调节创新。集成式多通道器件的进步体现在进一步降低了功耗、尺寸和成本。无疑,最新的创新产品与配置工具可让系统设计人员更轻松。这便为根据具体成像模式开发可配置和可进行性能与功耗调节的多样化超声产品提供了途径。

大多数超声设备制造商的知识产权(IP)都集中在探头和波束成形技术上。多通道集成的常用器件包括四通道和八通道ADC,它们可以最大程度减少高成本模拟元器件的使用,并降低费时费力的TGC通道校准要求。超声系统的其他部分还可进一步集成。对更多的信号链部分进行集成将进一步降低功耗、尺寸和成本,同时提升处理能力。

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