ADI

摘要

数据转换器是通信系统中的重要元件,构成模拟传输媒介(如光纤、微波、射频和FPGA及DSP等数字处理模块)之间的桥梁。系统设计师通常侧重于为应用选择最合适的数据转换器,在向数据转换器提供输入的时钟发生器件的选择上往往少有考虑。目前市场上有性能属性大相径庭的众多时钟发生器。然而,如果不慎重考虑时钟发生器、相位噪声和抖动性能,数据转换器、动态范围和线性度性能可能受到严重的影响。本文将详细讨论时钟发生器、相位噪声和抖动对数据转换器(ADC和DAC)的动态范围和线性度的影响。文中将就时钟抖动对转换器SNR的影响进行理论分析,同时介绍运用ADI高性能时钟发生器得到的仿真结果。

ADI开发了一个独特的高性能时钟分配和时钟发生产品系统,使系统设计师可以实现数据转换器的最佳性能。HMC1032LP6GE和HMC1034LP6GE为SMT封装时钟发生器,是多种高性能蜂窝/4G基础设施、光纤和网络应用的理想选择,在同类产品中具有最佳的抖动性能和行业领先的相位噪底。HMC987LP5E 1:9扇出缓冲器是关键应用中充当时钟驱动器的最佳选择,噪底超低,仅−166 dBc/Hz。这些器件的主要技术规格如表1和表2所示。

系统考虑因素

采用MIMO (多输入多输出)架构的典型LTE (长期演进)基站如图1所示。该架构由多个发射器、接收器和DPD (数字预失真)反馈路径构成。各种发射器/接收器组件(如数据转换器(ADC/DAC))和本振(LO)要求采用低抖动参考时钟以提高性能。其他基带组件也要求各种频率的时钟源。

表1.时钟发生器——典型性能

时钟发生器——典型性能

表2.时钟分配产品——典型性能

时钟分配产品——典型性能

详文请阅:时钟发生器性能对数据转换器的影响

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Derrick Hartmann 应用工程师 ADI公司

环路供电变送器已经从纯粹的模拟信号调理器发展为高度灵活的智能变送器,但所选择的设计方法仍取决于系统的性能、功能和成本要求。本文提供了三种不同的发射器参考设计。在环路供电设计中,4 mA到20 mA的环路需要同时提供电源和数据,并且系统回路的工作电流必须小于4 mA。事实上,小于或等于3.6 mA的电流是比较典型的目标值,主要用于环路属于低报警电流。设计中的其它关键因素还需要考虑目标性能、功能、尺寸和成本。

我们讨论的第一个电路(图1)采用纯模拟信号链。

模拟4 mA到20 mA环路供电变送器(参考CN0289)

图1. 模拟4 mA到20 mA环路供电变送器(参考CN0289)。

该电路测量是一个由5 V基准电压源供电的阻性电桥压力传感器。通过一个仪表放大器放大传感器信号。其电压输出通过R1转换为电流,并汇合了经由R2产生的偏置电流。该电流流经R3,并通过运算放大器配置放大,接着经R4形成4 mA到20 mA的输出。由于整个变送器所消耗的电流都经R4返回,所以其包括在4 mA到20 mA的调节电流中,向电路环路供电。

利用0.1%精度的电阻,该电路在25°C条件下的最高精度可优于1%。校准可大大地提高精度,而且通过调整R2和R1可分别实现失调和增益校准。然而,精度仍受限于传感器性能和元件温度漂移,这是因为电路无法轻易实现对温度或传感器线性化的校准。

该电路功耗小于1.9 mA (不包括传感器激励),远低于4 mA的目标值。

总而言之,该纯模拟发射器提供了一种简单的低成本解决方案。不过,该传感器无法线性化,它不提供温度校准,也不提供诊断功能。 传感器或输出范围的任何变化也需要变动硬件。纯模拟电路的许多缺点都可以通过添加数字处理能力(如图2所示)来解决。

4 mA到20 mA环路供电变送器(参考CN0145)

图2. 4 mA到20 mA环路供电变送器(参考CN0145)。

该电路测量一个RTD温度传感器,使用电流源供电,在RTD和精密电阻R1间进行比率测量。RTD信号可采用PGA进行调理,并通过24位Σ-Δ ADC转换为数字输出。利用ARM 7微控制器处进行数据处理,可实现对温度传感器和4 mA到20 mA输出的校准和线性化。

该4 mA到20 mA输出通过PWM信号控制,可实现12位分辨率。虽然与之前的架构类似,但输出采用运算放大器的同相端作为4 mA到20 mA环路的电压控制。1.2 V基准电压源协同R2在环路中产生24 m的等效电流。这意味着PWM 0 V的控制电压产生24 mA输出。输出电流随PWM上控制电压的增大而小。对于4 mA的电流输出,PWM应当设置为500 mV。该技术的优点就是PWM无需缓冲,这降低了耗和成本。

整个RTD温度变送器的功耗在25°C和85°C时的测量值分别是2.73 mA和3.13 mA (不包括传感器激励)。该电路符合功耗要求,但是若包括传感器激励电流或者其它诊断或附加特性,则几乎没有电流可用。

虽然成本略高于纯模拟变送器,但其完全实现了对传感器和输出的校准和线性化,使精度有了显著的提高。它还可以更加灵活地实现诊断功能,并且在软件中考虑传感器类型变化也很容易。

4 mA到20 mA环路供电智能变送器(参考CN0267)

图3. 4 mA到20 mA环路供电智能变送器(参考CN0267)。

不过,仍存在一些局限性:4 mA到20 mA环路只能传输主变量(本例中为温度),不能传输其他信息。附加的诊断和系统功能虽在功耗预算范围内,却可能无法实现;更高的输入性能可能使4 mA到20 mA输出驱动器成为显著的系统误差来源。能够克服这些限制的电路如图3所示。

该电路是真正的智能变送器。除了提供卓越性能,它还允许通过可寻址远程传感器高速通道(HART®)协议在4 mA到20 mA环路上进行双向通信。通过在标准的4 mA到20 mA模拟信号上调制出更高频率的1.2 kHz、2.2 kHz频移键控(FSK)数字信号,HART协议可运行于传统的低频环路。此外,HART通信持诊断信息、器件参数和其它测量信息的远程配置传输。

如图3,ADuCM360通过具有片内PGA的双通道、精密24位Σ-∆ ADC对压力传感器和RTD进行独立测量。低功耗Cortex®-M3内核可校准和线性化处理压力传感器输入,RTD则用于温度补偿。该微控制器还运行HART协议堆栈,并且采用AD5700 HART物理层调制解调器通过UART进行通信。最后,该微控制器通过SPI与AD5421环路供电DAC进行通信,以控制4 mA到20 mA 环路。AD5421是完全集成的环路供电4 mA到20 mA DAC;它包括环路驱动器、16位DAC、环路调节器和诊断特性。

HART通信

图4. HART通信。

ADC在50 SPS下运行时,压力传感器输入可实现18.5位有效分辨率。在输出端,AD5421保证提供16位分辨率和最大2.3 LSB的INL。整个电路功耗典型值为2.24 mA (不包括传感器激励),其中AD5421
的功耗为225 µA、AD5700为157 µA、ADuCM360为1.72 mA,剩余的为片内LED等其他电路的功耗。ADuCM360的24位Σ-∆ ADC和PGA出于开启状态,并且外设使能包括:片内基准电压源、时钟发生器、看门狗定时器、SPI、UART、定时器、闪存、SRAM以及工作频率在2 MHz的内核。HART通信的功耗极低,因而可以在该系统中轻松添加其它系统诊断等功能。

以上电路中均未涉及隔离问题。在热电偶发射器应用中,裸露的传感器可能直接绑定在金属表面,因此隔离尤为重要。光耦合器是一种解决方案,然而它们通常需要一个相对较大的偏置电流来确保可靠的特性。新器件ADuM124x和ADuM144x 2通道/4通道微功耗隔离器能够应对这些挑战。

这些器件每通道的静态电流和动态电流分别仅为0.3 µA和148 µA/Mbps。它们能够在系统中实现隔离,以前由于功耗限制则无法做到。

总之,环路供电变送器设计可根据性能、功能和成本有很多变化。上述三种解决方案提供了不同的设计权衡考量,从最简单的模拟发射器到功能丰富的智能变送器。在智能变送器设计中,新款的低功耗产品将性能、功能和集成提升到之前无法达到的水平。

作者简介

Derrick Hartmann是ADI公司工业和仪器仪表部的系统应用工程师。他的专业领域是过程控制应用,有工业DAC方面的背景。他毕业于爱尔兰利默里克大学,获电子工程学士学位。联系方式:derrick.hartmann@analog.com

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智能可穿戴医疗保健设备及典型架构

可穿戴医疗保健设备可定义为能够自主监控或支持特定医疗功能的无创式系统。(可穿戴的国家标准正在制定中)

智能可穿戴医疗保健设备有多种类型,如腕带、手表、眼镜和其他可穿戴类型。执行的功能有计步器、心率监测、运动记录、生物电位测量、生物阻抗测量、血氧测量等等。

智能可穿戴医疗保健设备是传统医疗设备的延伸。通常的医院用医疗设备体型巨大、结构复杂且功耗很高,旨在用于高精度临床应用。随着传感器和半导体技术的发展,器件尺寸和功耗比原来小得多,使得可穿戴设备变为现实。医院临床使用的许多技术已从医院走向家庭,或者变为各种可穿戴设备。智能可穿戴医疗保健设备通常是无创式生命体征监护设备,易于使用 和穿戴。为了提升用户体验,重量越轻、功耗越低越好。另外还要提供与其他消费电子设备的连接能力。

设计考虑和主要挑战

* 尺寸(非常重要,大部分可穿戴设备都很轻,而且尺寸越来越小)
* 更小的封装
* 采用先进封装技术以提高集成度
* 希望外部元件越少越好
* 超低功耗
* 功耗对于用户体验至关重要,越低越好
* 由于系统尺寸原因,电池大小有限
* 低静态电流芯片有利于实现低功耗,延长待机时间
* 可穿戴设备通常需要低功耗MCU
* 可穿戴设备需要低功耗连接技术
* 人体工程学设计
* 易于使用
* 防止误操作设计
* 高度可靠、高灵敏度的传感器设计
* 高可靠性
* 适应各种环境
* 良好的机械设计,防止设备受损
* 有时候设备需要防水
* 传感器技术
* 多传感器融合
* 选择具有良好生物兼容性的传感器材料
* 低功耗下具有高灵敏度
* 连接技术
* 需要低功耗蓝牙、WIFI连接以访问其他智能设备
* 数据同步和应用程序自动升级

ADI公司的整体解决方案

ADI公司提供大量的高集成度AFE、运动传感器、低功耗MCU和电源管理解决方案,使可穿戴设备的产品质量和可靠性达到最佳程度。此外,ADI公司还提供评估板、仿真工具和应用专业技术,为客户的设计和开发工作提供支持。

主信号链

注释:上述信号链代表智能可穿戴医疗保健设备系统。在具体设计中,模块的技术要求可能不同,但下表列出的产品代表了满足部分要求的ADI解决方案。

电源解决方案

注释:在具体设计中,模块的技术要求可能不同,但下表列出的产品代表了满足部分要求的ADI解决方案。

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Paul Blanchard 和 Brian Pelletier

摘要

当放大器发生外部过压状况时,ESD二极管是放大器与过电应力之间的最后防线。正确理解ESD单元在一个器件中是如何实现的,设计人员就能通过适当的电路设计大大扩展放大器的生存范围。本文旨在向读者介绍各种类型的ESD实现方案,讨论每种方案的特点,并就如何利用这些单元来提高设计鲁棒性提供指南。

引言

有许多应用的输入不受系统控制,而是连接到外部世界,例如测试设备、仪器仪表和某些检测设备。对于此类应用,输入电压可能会超过前端放大器的额定最大电压,因而必须采用保护方案来维持设计的使用范围和鲁棒性。前端放大器的内部ESD二极管有时会用来箝位过压状况,但为了确保这种箝位能够提供充分可靠的保护,需要考虑许多因素。了解前端放大器内部的不同ESD二极管架构,以及具体保护电路的热影响和电子迁移影响,有助于设计人员解决保护电路相关的问题,并提高其在现场的使用寿命。

ESD二极管配置

应当明白,并非所有ESD二极管都是连接到电源和地的简单二极管箝位。有许多可能的方案可以采用,例如:多个二极管串联、二极管和电阻、背靠背二极管等。下面介绍一些较为常见的方案。

连接到电源的二极管

图1显示了一个放大器实例,二极管连接在输入引脚和电源之间。在正常工作条件下,二极管反偏,但当输入高于正电源电压或低于负电源电压时,二极管变为正偏。当二极管变为正偏时,电流经过放大器的输入端流至相应的电源。

对于图1所示电路,当过压超过+Vs时,放大器本身不会限制输入电流,需要外部增加串联电阻来限流。当电压低于–Vs时,400 Ω电阻会起到一定的限流作用,设计时应当纳入考虑中。

AD8221的输入ESD拓扑结构

图1. AD8221的输入ESD拓扑结构

图2显示了一个具有相似二极管配置的放大器,但在本例中,电流受内部2.2 kΩ串联电阻的限制。它与图1所示电路的区别不仅在于限流电阻R的值,还在于2.2 kΩ可保护电路不受+Vs以上电压的影响。这个例子复杂难懂,务必充分了解以便在使用ESD二极管时优化保护。

AD8250的输入ESD拓扑结构

图2. AD8250的输入ESD拓扑结构

限流JFET

与图1和图2中的方案不同,IC设计可以使用限流JFET代替二极管箝位。图3显示了一个例子,当输入电压超过器件的额定工作范围时,JFET被用来保护器件。JFET输入使该器件自身就能耐受相反供电轨的最高40 V电压。由于JFET会限制流入输入引脚的电流,因此ESD单元无法用作额外的过压保护。

当需要最高40 V的电压保护时,此器件的JFET保护可提供严格受控的、可靠的、完全明确的保护方案。这常常与使用ESD二极管的保护方案相反,后者关于二极管限流的信息常常指定典型值,甚至完全不明确。

AD8226的输入保护方案

图3. AD8226的输入保护方案

二极管堆叠

在允许输入电压超过电源电压或地的应用中,可以使用二极管堆叠来防止输入受ESD事件的影响。图4所示的放大器就是采用堆叠二极管保护方案。该配置使用二极管串来防范负瞬变。在可用输入范围内,二极管串用于限制漏电流,但当超过负共模范围时,它就会提供保护。记住,二极管串的等效串联电阻是唯一的限流措施。对于给定电压,可使用外部串联电阻来降低输入电流。

AD8417的低端输入保护方案

图4. AD8417的低端输入保护方案

背靠背二极管

当允许输入电压范围超过电源电压时,也可使用背靠背二极管。图5所示的放大器采用背靠背二极管来为器件提供ESD保护,采用3.3 V电源供电时,其允许电压最高达到70 V。D4和D5是高压二极管,用于应对输入引脚上可能存在的高电压;当输入电压在正常工作范围以内时,D1和D2用于防止漏电流。在这种配置中,不建议使用这些ESD单元来提供过压保护,因为若超过高压二极管的最大反偏电压,很容易造成器件永久损坏。

AD8418的高端输入保护方案

图5. AD8418的高端输入保护方案

无ESD箝位

某些器件的前端没有ESD器件。很显然,如果没有ESD二极管,设计人员当然无法将其用于箝位。之所以提到这种架构,是因为在研究过压保护 (OVP) 时,需要注意这种情况。图6所示的器件仅使用大阻值电阻保护放大器。

图6. AD8479的输入保护方案

ESD单元用于箝位

除了解ESD单元如何实现之外,还必须知道如何利用这些结构提供保护。典型应用使用串联电阻来限制额定电压范围内的电流。

当放大器配置为图7所示时,或者输入受连接到电源的二极管保护时,输入电流限值可利用以下公式计算。

ESD单元用于箝位

图7. ESD单元用于箝位

公式1用到一个假设,即VSTRESS > VSUPPLY。若非如此,应测得更精确的二极管电压并将其用于计算,而不要使用0.7 V的近似值。

下面是一个计算实例,其中放大器采用±15 V电源供电,要防范的输入过压高达±120 V,输入电流限制在1 mA。根据公式1,我们可以使用这些输入进行计算:

根据上述要求,RPROTECTION > 105 kΩ可将二极管电流限制在 1 mA以下。

了解限流

IDIODE最大值随器件而不同,它还取决于施加过压的特定应用情形。持续数毫秒的一次性事件,与在应用的全部20年或更多年的任务寿命中持续施加电流,其最大电流将会不同。具体指导值可在放大器数据手册的绝对最大值部分或应用笔记中找到,通常在1 mA至10 mA范围内。

故障模式

具体保护方案的最大电流额定值最终要受两个因素的限制: 二极管功耗的热影响和电流路径的最大电流额定值。功耗应保持在阈值以下,使工作温度始终处于有效范围;所选电流应在额定最大值范围内,以免电子迁移引起可靠性问题。

热影响

当电流流入ESD二极管时,二极管的功耗会引起温度升高。多数放大器数据手册指定了热阻(通常指定ӨJA),它显示了结温升幅与功耗的关系。考虑最差情况下的应用温度,以及功耗引起的最坏温度升幅,可以判断保护电路是否有效。

电子迁移

即使电流不引起热问题,二极管电流也可能造成可靠性问题。由于电子迁移,任何电气信号路径都有一个最大寿命电流额定值。二极管电流路径的电子迁移电流限值通常受与二极管串联的内部走线的厚度限制。放大器制造商不一定会发布此信息,但若二极管长时间工作(而不是工作很短时间),就需要予以考虑。

举个例子,当放大器监控(因而连接到)一个独立于其自身供电轨的电压轨时,电子迁移便可能是一个问题。当存在多个电源域时,可能会发生因电源时序问题而引起电压暂时超过绝对最大条件的情况。考虑最差情况下的电流路径和在整个使用寿命中以此电流工作的持续时间,并了解电子迁移的最大允许电流,便可避免电子迁移引起可靠性问题。

结论

了解放大器内部ESD二极管如何在过电应力期间激活,有助于轻松提高设计的鲁棒性。研究保护电路的热影响和电子迁移影响,可以凸显潜在的问题并显示是否需要额外的保护。考虑本文提出的条件可以让设计人员作出明智选择,避免在现场发生鲁棒性问题。

作者介绍:

Paul Blanchard

Paul Blanchard 是ADI公司位于麻萨诸塞州威明顿市的仪器仪表、航空航天与国防业务部门的应用工程师。Paul于2002年加入ADI公司的先进线性产品 (ALP) 部门,从事仪表放大器和可变增益放大器方面的工作。2009年,作为线性产品部门 (LPG) 的一员,他主要负责汽车雷达、电流检测和AMR相关应用。目前,作为线性与精密技术 (LPT) 部门的一员,他从事精密输入信号调理 (PISC) 信号链技术方面的工作。Paul拥有伍斯特理工学院电气工程学士学位和硕士学位。

Brian Pelletier

Brian Pelletier 是ADI公司线性产品技术部门的产品开发工程师。他从马萨诸塞大学获得电气工程学士学位后,于2003年加入ADI公司。Brian专门研究精密放大器,包括仪表放大器和电流检测放大器。

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中国,重庆,2017年10月30日 — Analog Devices, Inc. (ADI)今日宣布与全球最大的电信运营商之一中国移动通信集团公司(以下简称“中国移动”)旗下全资子公司中移物联网有限公司(以下简称“中移物联网”)建立战略合作关系。双方在重庆签署合作谅解备忘录,据此共同承诺传递并推进全球物联网应用的愿景。

ADI和中移物联网作为全球物联网生态系统的引领者,将协力为各行业客户提供物联网解决方案。通过此次里程碑式的合作,双方凭借各自的技术和产业优势,携手打造覆盖“从传感器到云端”的完整物联网解决方案,为共同的客户提供更加高效且安全的用户体验。

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此次与中移物联网的合作,进一步拉近了我们与中国移动的关系,也为我们提供了一个深层次了解全球电信客户的极好机会,有助于我们最终打造一系列更有效的行业解决方案,我们很荣幸能够深入了解中国移动深厚的创新底蕴,尤其在整体系统层面,中国移动拥有无与伦比的电信和云端网络技术。

——ADI公司总裁兼首席执行官
Vincent Roche

ADI和中移物联网将共同探索并改善物联网技术在全球范围内对个人生活的影响,共同着眼于提供从建筑、交通、能源系统、环境质量监测、个人医疗保健、车辆与基础设施通讯、智能系统以及物联网系统等在人们日常生活中扮演日益重要角色的领域的物联网应用解决方案。为实现上述智能应用,ADI致力于将数据转换为有价值、可执行的信息,并构建平台级解决方案,帮助客户快速设计和部署高性价比的智能应用。

ADI专长于传感检测及连接领域并拥有数十年的技术积累,与ADI的合作使我们能够拓展包括工业领域生态系统及应用等核心市场的连接能力,我们很高兴能够达成这一对双方均具有重大意义的合作关系,并希望借助此次合作,我们可以更好地提升双方技术人员在相关领域的应用实践能力并推动和实现在物联网传感检测层的创新应用。

——中移物联网总经理乔辉

关于中移物联网

中移物联网有限公司是中国移动通信集团公司的全资子公司。公司按照中国移动整体战略布局,围绕“物联网业务服务的支撑者、专用模组和芯片的提供者、物联网专用产品的推动者”的战略定位,专业化运营物联网专用网络,设计生产物联网专用模组和芯片,打造车联网、智能家居、智能穿戴、智能农业、环境监测、智能工厂、定位服务等特色产品,开发运营物联网开放平台OneNET,推广物联网解决方案,形成了五大方向业务布局和物联网“云-管-端”全方位的体系架构。

关于ADI公司

Analog Devices (NASDAQ: ADI)是全球领先的高性能模拟技术公司,致力于解决最艰巨的工程设计挑战。凭借杰出的检测、测量、电源、连接和解译技术,搭建连接现实世界和数字世界的智能化桥梁,从而帮助客户重新认识周围的世界。详情请浏览ADI官网 http://www.analog.com/cn

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开关电源,尺寸小、成本低、效率高,所以具有极高的价值。

但是,它最大的缺点就是高开关瞬态导致高输出噪声。就是这个缺点,使得它们无法用于以线性稳压器供电为主的高性能模拟电路中。

可是,实践证明,在很多应用中,经过适当滤波的开关转换器可以代替线性稳压器从而产生低噪声电源。

因此,有必要设计经过优化和阻尼处理的多级滤波器,来消除开关电源转换器的输出噪声。

本文示例电路将采用升压转换器,但结果可以直接应用于任意DC-DC转换器。图1所示为升压转换器在恒定电流模式(CCM)下的基本波形。

升压转换器的基本电压和电流波形

图1. 升压转换器的基本电压和电流波形

输出滤波器对升压拓扑或其它任何带有断续电流模式的拓扑之所以重要,是因为它在开关B内电流具有快速上升和下降时间。这会导致激励开关、布局和输出电容中的寄生电感。其结果是,在实际使用中,输出波形看上去更像图2而非图1,哪怕布局布线良好并且使用陶瓷输出电容。

DCM中升压转换器的典型测量波形

图2. DCM中升压转换器的典型测量波形

由于电容电荷的变化而导致的开关纹波(开关频率)相比输出开关的无阻尼振铃而言非常小,下文称为输出噪声。一般而言,此输出噪声范围为10 MHz至100 MHz以上,远超出大部分陶瓷输出电容的自谐振频率。因此,添加额外的电容对噪声衰减的作用不大。

还有很多各类滤波器适合对此输出滤波。我们将解释每一种滤波器,并给出设计的每一个步骤。

文中的公式并不严谨,且做了一些合理的假设,以便一定程度上简化这些公式。仍然需要进行一些迭代,因为每一个元件都会影响其它元件的数值。

ADIsimPower设计工具利用元件值(比如成本或尺寸)的线性化公式在实际选择元件前进行优化,然后从成千上万器件的数据库中选出实际元件后对其输出进行优化,从而避免了这个问题。但在刚开始进行设计时,这种程度的复杂性是没有必要的。通过提供的计算公式,使用SIMPLIS仿真器——比如免费的ADIsimPE™——或者在实验室工作台上花费一些时间,就能以最少的精力得到满意的设计。

开始设计滤波器前,让我们先考虑一下单级滤波器RC或LC滤波器可以做什么?

通常采用二级滤波器可以合理地将纹波抑制到几百μV p-p范围内,并将开关噪声抑制在1 mV p-p 以下。降压转换器噪声较低,因为电源电感提供了很好的滤波能力。这些限制是因为,一旦纹波降低至μV级别,元件寄生和滤波器级之间的噪声耦合便开始成为限制因素。如果使用噪声更低的电源,则需添加三级滤波器。然而,开关电源的基准电压源一般不是噪声最低的元件,并且常常受到抖动噪声的影响。这些都导致了低频噪声(1 Hz至100 kHz),通常不易滤除。因此,对于极低噪声电源而言,使用单个二级滤波器然后在输出端添加一个LDO可能更合适。

在更详细地介绍各类滤波器的设计步骤前,部分在设计步骤中使用的各类滤波器的数值定义如下:

* IPP: 进入输出滤波器的峰峰值电流近似值(为方便计算,假定是正弦信号。数值取决于拓扑。对于降压转换器而言,它是电感中的峰峰值电流。对于升压转换器而言,它是开关B(通常是一个二极管)中的峰值电流。)

* VRIPOUT : 转换器开关频率处的输出电压纹波近似值

* RESR: 所选输出电容的ESR

* FSW : 转换器开关频率

* CRIP: 输出电容的计算中,假定所有ΔIPP 流入其中

* VTRANOUT: ISTEP施加于输出时,VOUT 的变化

* ISTEP: 输出负载的瞬时变化

* TSTEP: 转换器对于输出负载瞬时变化的近似响应时间

* Fu: 转换器的交越频率(对于降压转换器而言,其值通常为FSW ⁄10;对于升压或降压/升压转换器而言,它通常位于右半平面零点(RHPZ)约1/3位置处。)

最简单的滤波器类型为RC滤波器,如图3中基于低电流ADP161x升压设计的输出端所连接的那样。该滤波器具有低成本优势,无需阻尼。但是,由于功耗的原因,它仅对极低输出电流转换器有用。本文假定陶瓷电容具有较低ESR。

在输出端添加RC滤波器的ADP161x低输出电流升压转换器设计

图3. 在输出端添加RC滤波器的ADP161x低输出电流升压转换器设计

RC二级输出滤波器设计步骤

第1步

C1根据以下条件选择:假设C1的输出纹波近似值可以忽略其余滤波器;5 mV p-p至20 mV p-p就是一个很好的选择。C1随后可通过公式1计算得出。

第2步

R可以根据功耗选择。R必须远大于RESR,电容和这个滤波器才能起作用。这将输出电流的范围限制在50 mA以下。

第3步

C2随后可通过公式2至公式6计算得出。A、a、b和c是简化计算的中间值,没有实际意义。这些公式假定R LOAD,且每个电容的ESR较小。这些都是很好的假设,引入的误差很小。C2应等于或大于C1。可调节第1步中的纹波,使其成为可能。

对于较高电流电源而言,将pi滤波器中的电阻以如图4中的电感代替是有好处的。这种配置提供了极佳的纹波和开关噪声抑制能力,并具有较低的功耗。问题在于,我们现在引入了一个额外的储能电路,它可能产生谐振。这就有可能导致振荡,使电源不稳定。因此,设计该滤波器的第一步是如何选择阻尼滤波器。图4显示了三种可行的阻尼技术。

采用输出滤波器并突出多种不同阻尼技术的ADP1621

图4. 采用输出滤波器并突出多种不同阻尼技术的ADP1621

阻尼技术1:添加RFILT具有额外成本和尺寸增加较少的优势。阻尼电阻的损耗通常很少(甚至没有),哪怕大电源情况下都很小。缺点是,它会降低电感的并联阻抗,从而大幅降低滤波器的有效性。

阻尼技术2:第二种技术的优势是滤波器性能最大化。如果需要采用全陶瓷设计,则RD可以是与陶瓷电容串联的分立式电阻。否则需使用具有高ESR且物理尺寸较大的电容。这个额外的电容(CD)会大幅增加设计的成本和尺寸。

阻尼技术3:看上去具有极大的优势,因为阻尼电容CE添加至输出端,它可能对瞬态响应和输出纹波性能有所助益。然而,这种技术成本最高,因为所需电容数量极大。

此外,输出端相对而言较多的电容会降低滤波器谐振频率,进而减少转换器可实现的带宽——因此不建议使用第3种技术。对于ADIsimPower设计工具来说,我们采用第1种技术,因为它成本较低,且在自动化设计步骤中相对来说较为容易实现。

需注意的另一个问题是补偿。尽管这可能不符合直觉,但把滤波器放在反馈环路内部几乎一直都是更好的做法。这是因为,将其放在反馈环路内有助于在一定程度上抑制滤波器,消除直流负载偏移和滤波器的串联电阻,同时能提供更好的瞬态响应、更低的振铃。图5显示了一个升压转换器的波特图,其在输出端添加了LC滤波器输出。

输出端带LC滤波器的升压转换器

图5. 输出端带LC滤波器的升压转换器

反馈在滤波器电感之前或之后获取。人们没有想到的是,哪怕滤波器不在反馈环路内部,开环波特图依然存在非常大的变化。由于控制环路无论滤波器是否在反馈环路中都会受影响,因此也应对其进行适当补偿。一般而言,这意味着将目标交越频率向下调整至不超过滤波器谐振频率(FRES)的五分之一到十分之一。

这类滤波器的设计步骤本质上是一个迭代过程,因为每一个元件的选择都会影响其它元件的选择。

使用并联阻尼电阻的LC滤波器设计步骤(图4中的第1种技术)

第1步

选择C1,使其等于输出端没有输出滤波器时的情况。5 mV至20 mV p-p是一个很好的开端。C1随后可通过公式8计算得出。

第2步

选择电感LFILT。根据经验,较好的数值范围为0.5 μF至2.2 μF。应按照高自谐振频率(SRF)来选择电感。较大的电感具有较大的SRF,这意味着它们的高频噪声滤波效率较差。较小的电感对纹波的影响没有那么大,需要更多电容。开关频率越高,电感值越小。比较电感值相同的两个电感时,SRF较高的器件具有较低的绕组间电容。绕组间电容用作滤波器周围的短路,作用于高频噪声。

第3步

如前所述,添加滤波器会影响转换器补偿,具体表现为降低可实现的交越频率(Fu)。根据公式7的计算,对于电流模式转换而言,可实现的最大Fu是开关频率的1/10以下,或者是滤波器FRES的1/5以下。幸运的是,大部分模拟负载不需要太高的瞬态响应。公式9计算转换器输出所需的输出电容近似值(CBW),以提供指定的瞬态电流阶跃。

第4步

将C2设为CBW和C1的最小值。

第5步

利用公式10和公式11计算阻尼滤波器电阻近似值。这些公式并非绝对精确,但它们是不使用泛代数的最接近的闭式解决方案。ADIsimPower设计工具通过计算转换器在滤波器和电感短路时的开环传递函数(OLTF)从而计算RFILT。RFILT值为猜测值,直到滤波器仅为转换器OLTF以上10 dB时转换器OLTF的峰值(电感短路)。这种技术可用于ADIsimPE等仿真器中,或用于使用频谱分析仪的实验室中。

第6步

C2现在可以通过公式12至公式15计算得出。a、b、c和d用于简化公式16。

第7步

应重复第3步至第5步,直至计算出满足所需纹波和瞬态规格的优秀阻尼滤波器设计。应注意,这些公式忽略了滤波器电感的直流串联电阻RDCR。对于较低的电源电流而言,该电阻可能非常大。它通过帮助抑制滤波器而改善了滤波器性能,增加了所需RFILT的同时也增加了滤波器阻抗。这两个效应都会极大地改善滤波器性能。因此,以LFILT中的少量功耗换来低噪声性能是很划算的,这样可以改善噪声性能。LFILT中的内核损耗还有助于衰减部分高频噪声。因此,高电流供电的铁磁芯是一个很好的选择。它们在电流能力相同的情况下尺寸更小、成本更低。当然,ADIsimPower具有滤波器电感电阻值以及两个电容的ESR值,可实现最高精度。

第8步

选择实际的元件来匹配计算值时,注意需对任意陶瓷电容进行降低额定值处理,以便将直流偏置纳入考量中!

如前文所述,图4给出了抑制滤波器的两种可行技术。如果未选择并联电阻,那么可以选择CD来抑制滤波器。这会增加一些成本,但相比其它任何技术它能提供最佳的滤波器性能。

使用RC阻尼网络的LC滤波器设计步骤(图4中的第2种技术)

第1步

正如之前的拓扑,选择C1,使其等于没有输出滤波器时的情况。10 mV p-p至100 mV p-p是个不错的开始,具体取决于最终目标输出纹波。C1随后可通过公式8计算得出。C1在这个拓扑中可以采用比之前拓扑更小的数值,因为滤波器效率更高。

第2步

在之前的拓扑中,选择数值为0.5 μH至2.2 μH的电感。对于500 kHz至1200 kHz的转换器而言,1 μH是一个很好的数值。

第3步

与前文相同,C2可以从公式16中选择,但RFILT应设为较大的值,比如1 MΩ,因为不会安装该元件。无论C1是否有额外 的电容,它的值不变的原因是,为了提供良好的阻尼,RD会足够大,以至于CD不会过多地降低纹波。将C2设为C2、CBW和C1计算得出的最小值。此时回到第1步并调节C1上的纹波会很有用,这样计算得到的C2近似等于CBW和C1。

第4步

CD的值应当等于C1。理论上,使用更大的电容可以实现滤波器的更多抑制,但它不必要地增加了成本和尺寸,并且会降低转换器带宽。

第5步

RD可以通过公式17计算得出。FRES通过公式7计算得出,忽略CD。这是一个很好的近似,因为Rd通常足够大,从而CD几乎不影响滤波器谐振位置。

第6步

现在,CD和RD都已算出,可以使用带有串联电阻的陶瓷电容,或者选择带有大ESR的钽电容或类似电容来满足计算得出的规格。

第7步:

选择实际的元件来匹配计算值时,注意需对任意陶瓷电容进行降低额定值处理,以便将直流偏置纳入考量中!

另一种滤波器技术是以铁氧体磁珠代替之前滤波器中的L。但是,这种方案有很多缺点,它限制了开关噪声滤波的有效性,而对开关纹波几乎没有好处。首先是饱和。铁氧体磁珠将在极低的偏置电流电平处饱和,这意味着铁氧体会比所有数据手册中零偏置曲线所表示的都要低得多。它可能依然需要抑制,因为它仍然是一个电感,因此会跟随输出电感谐振。但现在电感是一个变量,而且以大部分数据手册所能提供的极少量数据进行极差的特性化。由于这个原因,不建议使用铁氧体磁珠作为二级滤波器,但可以用在下游以进一步降低极高的频率噪声。

结论

上文我们提供了多种开关电源输出滤波器技术,文中为每一个拓扑提供了逐步骤的设计过程,缩短猜测时间并减少滤波器设计中的检查。文中的公式都在一定程度上经过了简化,你可以通过了解二级输出滤波器可以达到的程度而实现快速设计。

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