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近日,部分电机企业半年报与业绩预告显示良好。总体来看,新能源行业已经成为电机企业新的利润增长点。2018年5月国内新能源汽车驱动电机装机总量达90242台,永磁同步电机占比近九成,成为市场主流。

近日,部分电机企业半年报与业绩预告显示良好。中电电机公司2018年上半年公司实现营业收入20142.16万元,较上年同期增加48.06%,净利润2647.57万元,较上年同期增加49.01%,完成年度计划指标的63.02%。大洋电机披露三季度业绩预告显示,预计前三季度净利润为13855.52万元~24513.61万元,与上年同期相比变动幅度,-35%至15%。该公司公告显示,2018年以来新能源汽车行业发展势头良好,大洋公司将进一步扩大新能源汽车动力总成系统的产销规模,努力促使营业收入及利润取得较大幅度增长。

此外,业界龙头企业江特电机从原材料开始对新能源产业进行全面局部。该公司在江西宜春建了年产1.5万吨的用锂辉石提碳酸锂的生产线,预计8月试产。

▷ 总体来看,新能源行业已经成为电机企业新的利润增长点。2018年5月国内新能源汽车驱动电机装机总量达90242台,永磁同步电机占比近九成,成为市场主流。卧龙电机8月在投资者互动平台上表示,公司已经与国内外多家整车厂和零部件企业开展新能源汽车电机的合作。公司的目标是今年完成8万台左右的交付,同时全面完成海外客户的量产准备。

截至目前,工信部发布最新一期《新能源汽车推广应用推荐车型目录》中,有效的推荐目录为第5批、第6批、第7批、第8批。据统计,这四批推荐目录共包括3057款车型,共有216家企业为这些新能源汽车提供电机配套。在这四批推荐目录中,配套量靠前的有广西玉柴、苏州绿控、郑州宇通客车、湖南中车时代、精进电动等。除广西玉柴为超过200款车型提供配套外,其余分别为172、136、136、129款车型提供配套。

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即使是考虑到运放所有的已知及未知阻抗负载,运算放大器的输出中始终含有无法基于输入信号和完全已知的闭环传递函数进行预测的信号。这种不确定信号被称为噪声。

导致噪声产生的因素可能是放大器电路本身,可能是其反馈环路中使用的元件,也可能是电源;噪声也可能从附近(或较远的地方)的噪声源藕合或感应至输入、输出、地回路或测量电路之中的。

无疑,我们对噪声的关注程度取决于两点:
电路在目标频段所要达到的分辨率;
避免噪声转移至非直接相关频段。

由于运算放大器多用作前置放大器和高精度信号处理器,运算放大器电路的精度日益受到关注。所以今天我们就谈谈【噪声与运算放大器电路】。

从噪声角度来看,运算放大器具有独特的优势,完全适用于低压和高精度电路,因为:
可以选择特定的放大器传递函数,使其仅允许目标频段通过。

可以从具有不同噪声特性的众多型号中选择适应具体需要的放大器,以便在目标频段内获得近乎理想的特性。

如果噪声源已知且经过正确评估,则可预测各种放大器电路的噪声情况并达到足够的精度,从而为初步的手工设计提供依据,并具有一定的成功验证的可能性。

基本模型一一电压噪声与电流噪声

可将差分运算放大器视为理想的无噪声放大器,其噪声电流源位于各输入引脚与共模地之间,噪声电压源实际与某一侧输入引脚串联。该模型与失调分析2中用到的EOS一Ibias模型非常类似,这不足为奇,因为可将EOS和Ibias视为直流噪声源,可按时间、温度等参数进行调制。

图1.电压与电流噪声模型

在多数实际应用中,可将噪声电压源和噪声电流源视为彼此独立的。如果暂时忽略电路和放大器的动态范围因素,就如EOS和Ibias一样,噪声的瞬时电压分量可通过低阻抗、高增益电路进行测量(图2),而瞬时电流分量则可在一个很大(理想地“无噪声的”)电阻中进行测量。如果en与in之间无交互作用,则噪声电压测量输出将与(1 + R2/R1)成比例,而噪声电流测量输出则仅与R2成比例。

请注意,这两类噪声的瞬时和(出现于放大器输出端)为

且在以下等式成立时,en和in的相对噪声贡献相等

即条件为 : R2和R1的并联等于en与in之比。当阻抗水平高于en/in时,电流噪声占据主导。en和in均方根值之比有时被称为放大器在既定带宽下的“特征噪声电阻”,在选择与既定阻抗相匹配的放大器时可当作实用的品质因素,反之亦然。

图2. en和in的基本测量法(窄带和点噪声测量中需使用滤波器)

在已知电压和阻抗的情况下,可将从外部源藕合至放大器输入引脚的噪声视为附加性的电压信号,或当这种信号的产生取决于放大器的某种测量方式时,也可视为附加性电流信号,简示为图3。

图3.内部和外部噪声源的贡献

噪声增益与信号增益

图4所示为一种反相放大器的基本反馈模型,其中含有数个阻性输入引脚。对于较大的环路增益值(Aβ),电压噪声的噪声增益实际为1/β。

图4.电压与电流噪声模型

如果Aβ不是远高于单位增益,则可使用以下更精确的表达式

相对应的电流噪声表达式为:

需要注意的是,对于无源反馈元件,1/β不会小于单位增益值,而且对于任意输入信号,该值也大于闭环增益。因此,即使信号增益小于单位增益,或者信号带宽较窄,但en的总频谱将出现在输出端,其值至少等于单位增益。

同时需要注意,一般情况下,当A和β均为动态表达式时,如果环路增益的相移一定程度上高于900,则放大器在接近Aβ=1时的频率范围处于欠阻尼状态,则该频率下的噪声增益的峰值可能高于单位增益很多,尽管信号增益在较低的频率时就会平滑滚降。图5为一种简单明了、易于理解的示例。

图 5.噪声带宽与信号带宽

如何表征噪声

周期性重复噪声可基于重现率、波形和幅度进行描写(如斩波器噪声)。不规则噪声则只能通过其波形和幅度进行描写,因为其变化无规律可言(在某种程度上来说,爆米花噪声属于此类)。无重复性波形的非周期性噪声一般通过其统计特性进行描述:均方根值、峰值和频率成分。

均方根值。多数随机噪声都存在以下特性:如果求平均值间隔较长,结果得到的均方根值具有较大的可重复性。因此,以均值法基于较长间隔求得的目标带宽均方根值,是确定这类随机噪声特性行之有效的方式。目前为止,这是厂商和客户都比较接受的估计噪声各因素的最简便方式。电压均方根值定义如下

其中:
Erms=均方根电压值
T=观测时间间隔
e=瞬时噪声电压

其中参数替换为瞬时电流值 i,则得到 Irms,即均方根电流值。进行均方根测量时,必须使用“真均方根”计量仪,也可将交流平均值(正弦波均方根校准型计量仪)的读数乘以因数1.13。

峰值。噪声也可表征为任意间隔观察到的最大正幅度与最大负幅度之差。在某些应用中,当峰峰值噪声可能限制系统性能时,可能需要采用峰峰测量法。

然而,从实用角度来看,由于噪声幅度分布呈高斯分布,因此最高噪声幅度的概率最低(但不为零),难以重复测得峰峰值噪声。由于均方根值容易重复测得,而且是噪声数据公认的、最常用的表示方式,因此可利用下表估算在给定均方根的情况下,超过各种峰值的概率。

一般观测到的峰峰噪声值在3 x RMS与8 x RMS之间,取决于观测者的耐心及可用数据量。在较高的强度下才能观测到示波器的踪迹,然而由于大量平均求值运算是在低强度完成,此时将产生一个较为接近均方根值的结果。另外,市场上用于自动测量这类参数的峰值幅度分布分析仪也日益增多。

干扰噪声与固有噪声

既定电路的噪声可分为两个基本类别,即干扰噪声(指自电路外部拾取的噪声)和固有噪声(指电路内部产生的噪声)。

干扰噪声可能具有周期性,可能不规则重复,也可能完全随机,通过以下预防措施,往往可以大幅减少(或防止)这类噪声。比如,采取预防措施针对由电源线频率和谐波、无线电广播站、机械开关电弧以及阻性电路中开关带来的电流或电压尖峰等所引起的电磁干扰进行改善。这类预防措施包括滤波、去藕、对引线和元件进行静电和电磁屏蔽、使用防护电位、消除地环路、对引线和元件位置方向重新排布、在继电线圈中使用阻尼二极管、尽可能选用低电路阻抗、低噪型电源和基准源等。振动引发的干扰噪声可通过机械设计改善。图6中的表格列出了部分干扰噪声源、其典型值及处理方式。

图6.典型的干扰噪声源

然而,即使所有干扰噪声均得到消除,仍然存在固有噪声。固有噪声通常本质上属于随机噪声,多出现在电阻和半导体元件中,如晶体管和二极管等。(非随机固有噪声的一个例子是斩波器稳压型放大器中的斩波器噪声。)电阻元件中产生的随机噪声被称为约翰逊噪声(也称热噪声)。半导体元件中产生的随机噪声可能属于以下三类之一:肖特基噪声(或称散粒噪声)、闪烁噪声(1/f噪声)和爆米花噪声。

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IGBT/功率 MOSFET 是一种电压控制型器件,可用作电源电路、电机驱动器和其它系统中的开关元件。
栅极是每个器件的电气隔离控制端。
MOSFET的另外两端是源极和漏极,而对于IGBT,它们被称为集电极和发射极。
为了操作MOSFET/IGBT,通常须将一个电压施加于栅极(相对于器件的源极/发射极而言)。使用专门驱动器向功率器件的栅极施加电压并提供驱动电流。
本文讨论栅极驱动器是什么,为何需要栅极驱动器,以及如何定义其基本参数,如时序、驱动强度和隔离度。

为什么需要栅极驱动器

IGBT/功率MOSFET的结构使得栅极形成一个非线性电容。给栅极电容充电会使功率器件导通,并允许电流在其漏极和源极引脚之间流动,而放电则会使器件关断,漏极和源极引脚上就可以阻断大电压。当栅极电容充电且器件刚好可以导通时的最小电压就是阈值电压(VTH)。为将IGBT/功率MOSFET用作开关,应在栅极和源极/发射极引脚之间施加一个充分大于VTH 的电压。

考虑一个具有微控制器的数字逻辑系统,其I/O引脚之一上可以输出一个0 V至5 V的PWM信号。这种PWM将不足以使电源系统中使用的功率器件完全导通,因为其过驱电压一般超过标准CMOS/TTL逻辑电压。因此,逻辑/控制电路和高功率器件之间需要一个接口。这可以通过驱动一个逻辑电平n沟道MOSFET,其进而驱动一个功率MOSFET来实现,如图1a所示。

图1. 用反相逻辑驱动功率MOSFET

如图1a所示,当IO1发出一个低电平信号时,VGSQ1 VTHQ2,则Q2 导通,可以传导电流。当IO1输出高电平时,Q1 导通,CGQ2通过Q1放电。VDSQ1 ~ 0 V,使得VGSQ2

为了解决此问题,pMOSFET Q3可以作为上拉器件,其以与Q1互补的方式工作,如图1b所示。PMOS具有较低导通电阻和非常高的关断电阻,驱动电路中的功耗大大降低。为在栅极转换期间控制边沿速率,Q1 的漏极和Q2的栅极之间外加一个小电阻。使用MOSFET的另一个优点是其易于在裸片上制作,而制作电阻则相对较难。这种驱动功率开关栅极的独特接口可以单片IC的形式创建,该IC接受逻辑电平电压并产生更高的功率输出。此栅极驱动器IC几乎总是会有其他内部电路来实现更多功能,但它主要用作功率放大器和电平转换器。

栅极驱动器的关键参数

驱动强度

提供适当栅极电压的问题通过栅极驱动器来解决,栅极驱动器执行电平转换任务。不过,栅极电容无法瞬间改变其电压。因此,功率FET或IGBT具有非零的有限切换间隔时间。在切换期间,器件可能处于高电流和高电压状态,这会产生功耗并转化为热量。因此,从一个状态到另一个状态的转换需要很快,以尽可能缩短切换时间。为了实现这一点,需要高瞬变电流来使栅极电容快速充电和放电。

图2.无栅极驱动器的MOSFET导通转换

能够在更长时间内提供/吸收更高栅极电流的驱动器,切换时间会更短,因而其驱动的晶体管内的开关功耗也更低。

微控制器I/O引脚的拉电流和灌电流额定值通常可达数十毫安,而栅极驱动器可以提供高得多的电流。图2中,当功率MOSFET由微控制器I/O引脚以最大额定拉电流驱动时,观察到切换时间间隔较长。如图3所示,采用ADuM4121隔离式栅极驱动器时,转换时间大大缩短;当驱动同一功率MOSFET时,该驱动器相比微控制器I/O引脚能够提供高得多的驱动电流。

图3.有栅极驱动器的MOSFET导通转换

很多情况下,由于数字电路可能会透支电流,直接用微控制器驱动较大功率MOSFET/IGBT可能会使控制器过热,进而受损。栅极驱动器具有更高驱动能力,支持快速切换,上升和下降时间只有几纳秒。这可以减少开关功率损耗,提高系统效率。因此,驱动电流通常被认为是选择栅极驱动器的重要指标。

与驱动电流额定值相对应的是栅极驱动器的漏源导通电阻(RDS(ON))。理想情况下,MOSFET完全导通时的RDS(ON)值应为零,但由于其物理结构,该阻值一般在几欧姆范围内。这考虑了从漏极到源极的电流路径中的总串联电阻。

RDS(ON)是栅极驱动器最大驱动强度额定值的真正基础,因为它限制了驱动器可以提供的栅极电流。内部开关的RDS(ON) 决定灌电流和拉电流,但外部串联电阻用于降低驱动电流,因此会影响边沿速率。如图4所示,高端导通电阻和外部串联电阻EXT 构成充电路径中的栅极电阻,低端导通电阻和 REXT 构成放电路径中的栅极电阻。

图4.具有MOSFET输出级和功率器件作为电容的栅极驱动器的RC电路模型

RDS(ON) 也会直接影响驱动器内部的功耗。对于特定驱动电流,RDS(ON)值越低,则可以使用的REXT值越高。功耗分布在REXT和RDS(ON)上,因此REXT值越高,意味着驱动器外部的功耗越多。所以,对于给定芯片面积和尺寸的IC,为了提高系统效率并放宽驱动器内的热调节要求,RDS(ON) 值越低越好。

时 序

栅极驱动器时序参数对评估其性能至关重要。包括ADuM4120在内的所有栅极驱动器的一个常见时序规格(如图5所示)是驱动器的传播延迟(tD) ,其定义为输入边沿传播到输出所需的时间。如图5所示,上升传播延迟(tDHL)可以定义为输入边沿升至输入高阈值(VIH)以上到输出升至最终值10%以上的时间。类似地,下降传播延迟(tDHL)可以表述为从输入边沿降至输入低阈值VIL以下到输出降至其高电平90%以下的时间。输出转换的传播延迟对于上升沿和下降沿可能不同。

图5.ADuM4120栅极驱动器和时序波形

图5还显示了信号的上升和下降时间。这些边沿速率受到器件可提供的驱动电流的影响,但它们也取决于所驱动的负载,这在传播延迟计算中并未考虑。另一个时序参数是脉宽失真,其为同一器件的上升和下降传播延迟之差。因此,脉宽失真(PWD) = |tDLH – tDHL|。

由于不同器件内的晶体管不匹配,两个器件的传播延迟不会完全相同。这会导致传播延迟偏斜(tSKEW),其定义为两个不同器件在相同工作条件下对同一输入作出响应时,输出转换之间的时间差。如图5所示,传播延迟偏斜被定义为器件间偏差。对于具有多个输出通道的器件,此规格的表述方式相同,但被称为通道间偏斜。传播延迟偏斜通常不能在控制电路中予以补偿。

图6显示了ADuM4121栅极驱动器的典型设置,其结合功率MOSFET使用,采用半桥配置,适合电源和电机驱动应用。在这种设置中,如果Q1 和 Q2同时导通,有可能因为电源和接地引脚短路而发生直通。这可能会永久损坏开关甚至驱动电路。为避免直通,必须在系统中插入一个死区时间,从而大大降低两个开关同时导通的可能性。在死区时间间隔内,两个开关的栅极信号为低电平,因此理想情况下,开关处于关断状态。如果传播延迟偏斜较低,则所需的死区时间较短,控制变得更加可预测。偏斜越低且死区时间越短,系统运行会更平稳、更高效。

时序特性很重要,因为它们会影响功率开关的操作速度。理解这些参数可以使控制电路设计更加简单和准确。

隔 离

隔离是指系统中各种功能电路之间的电气分离,使得它们之间不存在直接导通路径。这样,不同电路可以拥有不同的地电位。利用电感、电容或光学方法,仍可让信号和/或电源在隔离电路之间通过。对于采用栅极驱动器的系统,隔离对功能的执行可能是必要的,并且也可能是安全要求。图6中,VBUS可能有几百伏,在给定时间可能有数十安培的电流通过Q1 或 Q2。万一此系统出现故障时,如果损坏仅限于电子元件,则安全隔离可能是不必要的,但如果控制侧涉及到人的活动,那么高功率侧和低电压控制电路之间需要电流隔离。它能防范高压侧的任何故障,因为尽管有元件损坏或失效,隔离栅仍会阻止电力到达用户。

图6.采用ADuM4121隔离式栅极驱动器的半桥设置中的隔离栅

为防止触电危险,隔离是监管机构和安全认证机构的强制要求。它还能保护低压电子器件免受高功率侧故障引起的任何损害的影响。有多种方法可以描述安全隔离,但在基本层面上,它们都与隔离栅的击穿电压有关。此电压额定值一般针对驱动器的使用寿命以及特定期间和情况的电压瞬变而给出。这些电压电平还与驱动器IC的物理尺寸以及隔离栅上引脚之间的最小距离有关。

除安全原因外,隔离对于系统正常运行也可能是必不可少的。图6显示了电机驱动电路中常用的半桥拓扑结构,给定时间只有一个开关导通。在高功率侧,低端晶体管Q2 的源极接地。Q2 的栅源电压(VGSQ2)因此直接以地为基准,驱动电路的设计相对简单。高端晶体管Q1的情况则不同,因为其源极是开关节点,取决于哪个开关导通,开关节点将被拉至总线电压或地。要使Q1导通,应施加一个超过其阈值电压的正栅源电压(VGSQ1)。因此,当源极连接到VBUS ,Q1处于导通状态时,其栅极电压将高于VBUS 。如果驱动电路没有用于接地参考的隔离,则将需要大于VBUS 的电压来驱动Q1。这是一个繁琐的解决方案,对于高效系统来说并不实用。因此,人们需要经过电平转换并以高端晶体管源极为基准的控制信号。这被称为功能隔离,可以利用隔离式栅极驱动器(如ADuM4223)来实现。

抗扰度

栅极驱动器用在有大量噪声源的工业环境中。噪声会破坏数据,使系统不可靠,导致性能下降。因此,栅极驱动器必须具有良好的抗噪声能力,以确保数据的完整性。抗扰度与驱动器抑制电磁干扰(EMI)或RF噪声及共模瞬变的程度有关。

EMI是指任何破坏电子器件预期操作的电气噪声或磁干扰。EMI(其会影响栅极驱动器)是高频开关电路的结果,主要由大型工业电机的磁场造成。EMI可以辐射或传导,并且可能耦合到附近的其他电路中。因此,EMI或RF抗扰度是衡量栅极驱动器抑制电磁干扰并保持稳健运行而无差错的能力的指标。若具有高抗扰度,驱动器便可在大型电机附近使用,而不会引起数据传输故障。

如图6所示,隔离栅预期可在不同电位的接地点提供高电压隔离。但是,高频切换导致次级端电压转换的边沿较短。由于隔离边界之间的寄生电容,这些快速瞬变而从一侧耦合到另一侧,这可能导致数据损坏。其表现可能是在栅极驱动信号中引入抖动,或者将信号完全反转,导致效率低下,甚至在某些情况下发生直通。因此,栅极驱动器的一个决定性指标是共模瞬变抗扰度(CMTI),其定量描述隔离式栅极驱动器抑制输入和输出间大共模瞬变的能力。如果系统中的压摆率很高,则驱动器需要有很高的抗扰度。因此,当在高频和大总线电压下工作时,CMTI数值特别重要。

结 语

本文旨在简单介绍栅极驱动器,因此,到目前为止讨论的参数并未全面详尽地反映隔离式栅极驱动器特性。驱动器还有其他指标,如电源电压、容许温度、引脚排列等,这些是每个电子器件的共同考虑因素。一些驱动器,如 ADuM4135 和 ADuM4136,也包含保护功能或先进的检测或控制机制。市场上的隔离式栅极驱动器种类众多,系统设计人员必须了解所有这些规格和特性,以便在相关应用中就使用适当的驱动器作出明智的决定。

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作者:Mark Curtin和Paul O’Brien

本三部曲系列旨在全面概述锁相环(PLL)在有线和无线通信系统中的应用。

第一部分将重点介绍有关PLL的基本概念,同时描述基本PLL架构和工作原理,另外,我们还将举例说明PLL在通信系统中的用途。最后,我们将展示一种运用ADF4111频率合成器和VCO190-902T电压控制振荡器的实用PLL电路。

在第二部分中,我们将详细考察与PLL相关的关键技术规格:相位噪声、参考杂散和输出漏电流。导致这些因素的原因是什么,如何将其影响降至最低?它们对系统性能有何影响?

最后一部分将详细描述构成PLL频率合成器的各个模块以及ADI频率合成器的架构。同时还将简要总结目前市场上有售的频率合成器和VCO,同时列出ADI的现有产品。

PLL基本原理

锁相环是一种反馈系统,其中电压控制振荡器和相位比较器相互连接,使得振荡器频率(相位)可以准确跟踪施加的频率或相位调制信号的频率。锁相环可用来从固定的低频信号生成稳定的输出频率信号。首批锁相环由法国工程师de Bellescize在20世纪30年代初实现。然而,直到20世纪60年代中期,集成式PLL成为一种成本相对较低的元件之后,锁相环才得到市场的广泛认可。

一般而言,可以把锁相环分析为一种带一个正向增益项和一个反馈项的负反馈系统。

详文请阅:用于高频接收器和发射器的锁相环——第一部分

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作者:Joseph Leandro Peje

摘要

在多通道多路复用数据采集系统中,增加每个ADC的通道数量可改善系统的整体成本、面积和效率。现代逐次逼近寄存器模数转换器(SAR ADC)具有高吞吐量和高能效,使得系统设计人员能够实现比以往更高的通道密度。本文将说明多路复用器输入端的建立瞬变(由多路复用器输出端的大尺度开关瞬变引起)导致需要较长采集时间,使得多通道数据采集系统的整体吞吐量显著降低。然后,本文将着重阐述使输入建立时间最小化以及提高数据吞吐量和系统效率所需的设计权衡。

什么是多通道DAQ?如何衡量多通道DAQ的性能?

多通道数据采集(DAQ)系统是一个与多路输入(通常是传感器)接口的完整信号链子系统,其主要功能是将输入端的模拟信号转换为处理单元可以理解的数字数据。多通道DAQ系统的主要组成部分有模拟前端子系统(缓冲器、开关元件和信号调理模块)、模数转换器(ADC)及数字接口。对于高速精密转换器,开关元件(通常是多路复用器)放置在ADC驱动器和转换器本身之前,以利用现代ADC的先进性能。SAR ADC兼具高速度和高精度性能,是这些应用最常用的ADC类型。

图1. 典型的基于SAR ADC的多路复用数据采集系统框图

详文请阅:多通道数据采集(DAQ)系统的性能优化:关于 输入建立时间的不为人知的故事

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通讯网络和地铁、高速公路是一样的,都是为了实现物理节点之间的相互连接和交互而构建起来的公共基础设施,它本身是一种共享服务。所不同的是,交通路网上运送的是人和物品,而通讯网络上传输的是数据信息。

使用公共网络背后的驱动力其实非常简单,就是为了能够用更为经济的手段在更多节点之间建立连接,承载更多的交互内容,帮助优化因节点数量、载荷容量的增加而带来的时间、空间和人力、资金...等方面的成本投入。

为了能够向节点用户提供“包裹”递送服务,需要为网络系统中各个“职能部门”定义极为清晰的功能职责,并明确它们在“包裹”的交接和递送过程中相互协调与配合的动作机制,也就是所谓的网络通讯协议组。

网络通讯协议一定是面向应用场景的。节点用户群的应用需求在很大程度上影响着通讯协议的内容构成;反过来,网络通讯协议的特征属性也基本上决定了其所适用的应用场合。而我们常说的工业总线与通用以太网协议之间的不同之处,也正是由于各自所服务的用户群体在应用需求上的巨大差异而造成的。

通用以太网需要解决的是数量众多且位置极为分散的节点之间连接和交互的问题。与公路运输体系类似,它从一开始就把端到端包裹递送的灵活性和易用性作为其系统运行机制(也就是协议)的核心与重点之一。同时由于在通用以太网上传输的大部分都仅仅是用于展示、呈现或记录的数据信息,其并没有在协议机制中对“包裹”的送达时间做严格的约定。尽管网络中任意两个节点之间都随时能够进行数据交互,但信息抵达的时间却很可能因为潜在的“拥堵”风险而无法得到保证。

而工业通讯网络所需要连接的应用节点,是产线设备上各种不同类型的功能部件,其首要任务是帮助设备完成正常的生产运行操作,因此数字通讯技术能够在工业现场应用的一个重要前提,就是能够让数据“包裹”的递送达到足够的可靠性级别。

这就需要在其通讯协议中对数据“包裹”的递送约定一个时间机制,类似于轨道交通系统,为其设定一个各职能部门(如:网络交换机...)都必须严格遵守的时刻表,以确保它能够在规定的时间内抵达目标节点。

可以说,有无时间敏感机制,是工业总线与通用以太网协议之间一个非常重要的差别。

在网络通讯协议组中,还需要有一套用于表述和识别“包裹”应用信息的参数编译和解析机制。这不仅是为了方便系统中的各个“职能部门”协调、规划和辨识“包裹”的配送路径,并将其在规定时间内送达目的地,同时也是要让“包裹”内容与应用指令在收发两端都做到语意的快速转换。这个过程非常类似我们在收发邮件时按照特定格式读写运单标签和文本内容的过程。

由于工业通讯网络和通用以太网二者所面对的设备对象和应用场景的巨大差异,使得它们不得不在其通讯协议中采用完全不同的应用端口和数据模型。例如,通用以太网一般处理的都是各类商用 IT 设备之间的数据通讯,而工业通讯网络则需要帮助实现产线和设备层面的人机交互,并参与其动作指令的操作和执行。通用以太网协议中对于应用参数的解析模型根本无法帮助各类工业设备实现在网络系统中的相互辨识。

同时,由于工业系统中所涉及到的设备元件类型非常之多,并且在操作使用的过程中经常需要对其数据进行反复调用,因此,为了提升系统应用设计、集成和实施的总体效率,一般的工业网络都会在其协议中为各类不同的设备和应用对象约定其数据模型的结构样式和解析方法。这其实就是工业总线和通用以太网之间的另一项重要差异。其中一个比较典型的例子就是 EtherNet/IP 中的 CIP 模型。

所以,总的来说,传统工业总线与通用以太网在通讯协议上的区别,主要体现在这样两个层面:

* “包裹”的递送机制
* 内容的表达和解析

而造成这种局面其背后的原因,归根结底还是在于它们在设备对象和应用场景这两个方面本身所存在的需求差异。

长期以来,面向商用/民用领域的通用以太网技术,一直都很难在工业制造环境中帮助设备实现可靠的应用连接,这促使工业领域的技术厂商们不得不基于自身技术实力和特定的场景、需求,设计和规划属于自己的网络通讯协议。从单机小范围连接,到产线级大型网络;从早期的专属现场总线,到后来基于以太网物理介质;从三层网络的架构布局,到一网贯穿的无缝集成。我们不仅见证了各类工业通讯技术在功能、载荷、连接数量...等各种性能需求推动下,始终不断迭代进化的发展进程,同时也目睹了多种总线协议长期并存、江湖割据的市场局面。

不过,工业总线和以太网技术发展到今天,不论是从节点连接数量还是交互内容的承载能力(速度、带宽)来看,都已经远远超出了其早期的设计构想。不同协议的网络系统之间,也已经因为各自体量的迅速扩张,而开始在其边界处相互产生了各种接触、交互,甚至跨越和融合。

在这种情况下,各种工业总线之间以及它们与通用以太网之间长期存在的这些协议层面的技术差异,就立刻成为了制造系统在整合与升级过程中一个巨大的障碍和瓶颈。例如:不利于系统之间的互操作、较高的跨网桥接成本、延缓运营系统的信息化进程...等等。

当然,这就是后话了...

本文转自:如何看待工业总线和通用以太网之间的差别

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