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作者:Frederik Dostal

什么是负电压?说到电压,一切都是相对的。不同的电导体之间有不同的电位。这意味着一个电压可以高于另一个电压。这种情况下一般不会使用“负电压”的描述。我们所说的负电压是指一个电压低于系统的地电位。图1是一个3.3V电源电压和0V系统地电位的示例。在这个系统中,需要测量和记录传感器的信号。这些信号可能在+2.5V和–2.5V之间。

为了检测这些信号,我们采用+3.3V的正电源电压和–3.3V的负电源电压的运算放大器。且系统中已经提供+3.3V正电压。对于所需的–3.3V负电压,可以利用系统的–5V来产生。该电压轨可能来自基于变压器的电源,通常该电压是没有经过精确调节的。为了精准生成–3.3V,我们需要使用线性稳压器。

市场上有众多适用于正电压的线性稳压器可供选择。在需要转换负电压的应用中,是否可以使用这种正线性稳压器?

图1显示了用于这种应用中的正线性稳压器。图中的可调电阻代表线性稳压器的调整元件。对于这种线性稳压器IC来说,VIN、VOUT和GND连接器之间的电压关系是完全相同的,就像在正电压应用中一样。然而,在这种环境中使用正线性稳压器有几个缺点。该电路将使用电阻分压器来调节基于–5V电压轨的输出电压,而不是基于0V电压轨、系统地。这会导致–5V电压轨上的干扰和噪声直接耦合到产生的–3.3V轨上。此外,稳压精度也相当差。当–5V电源电压精度只有±10%时,这个不精确度也会耦合到–3.3V产生的输出电压上。

在这种情况下使用正线性稳压器的第二个缺点是线性稳压器设备的I/O引脚(例如使能引脚)将以–5V为参考。如果需要监控不同电压的上电序列,则可能需要电平转换。

图1. 产生负电压的正线性稳压器。

图2所示的是相同系统,但是使用了专为降压负电压设计的线性稳压器。这些IC被称为负线性稳压器。ADI公司的新型ADP7183负线性稳压器专为最低噪声、最高电源抑制比(PSRR)而设计。这使得该器件非常适合对电源噪声敏感节点的滤波应用。

图2. 产生负电压的负线性稳压器。

如果使用如图2所示的负线性稳压器,则产生的–3.3V是相对于0V地电压进行稳压。这将产生非常低的噪声和精确的输出电压。此外,I/O引脚以0V的系统地为参考,可以省去电平转换。

这样一来,特殊的负线性稳压器在转换负电压或滤波负电压时就显得尤为重要。市场上的负线性稳压器通常供应有限。ADP7183(300 mA)和ADP7185 (500 mA)等新产品为设计人员提供了更多可用的产品系列。

作者介绍

Frederik Dostal [frederik.dostal@analog.com]就读于德国爱尔兰根大学微电子学专业。他于2001年加入电源管理业务部门,曾担任各种应用工程师职位,并在亚利桑那州凤凰城工作了4年,负责开关模式电源。Frederik于2009年加入ADI公司,担任欧洲分公司的电源管理技术专家。

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Analog Devices, Inc. (ADI)今日推出两款多通道+/-10V和0-20mA精密模数转换器,这两款器件能够更好地支持实现可编程逻辑控制器(PLC)与分布式控制系统(DCS)模块。

AD4111和AD4112模数转换器利用ADI的iPassives®集成式精密无源技术,集成精密匹配的电流检测电阻和电阻分压器。通道至通道的高度匹配简化了校准要求,并且支持多达八个单端电压输入和四个电流输入,因此该新产品非常适合用作可重新配置的平台解决方案,同时减少PLC和DCS模块的尺寸、复杂性和成本。

• 查看产品页面,下载数据手册,申请样片或订购评估板: http://www.analog.com/pr1019/AD4111
http://www.analog.com/pr1019/AD4112

• 了解有关ADI PLC/DCS解决方案的更多信息: http://www.analog.com/pr1019/PLC-DCS

• 了解ADI行业领先的精密ADC产品系列:
http://www.analog.com/pr1019/ADCs

AD4111和AD4112模数转换器接受+/-10V的标称输入电压范围,同时在满足性能规格下输入电压范围可达+/-20V,为标称的+/-10V增加了超范围裕量。两款器件均可接受-0.5至24mA的电流,同时仍满足性能规格。从而可以实现接近0mA的可靠测量,并提供超过20mA的超范围裕量。这两款器件的电压引脚可提供+/-50V的绝对最大额定值,电流引脚可提供+/-50mA的绝对最大额定值。在采用+5V或+3.3V单电源供电以及+/-10V输入电压条件下,AD4111能以独特方式支持脱线检测,从而在外部传感器或信号源与系统输入断开时能检测到。

与ADuM5411四通道数字隔离器一同使用时,AD4111支持EMC/EMI标准IEC 61000-2、IEC 61000-3、IEC 61000-4、IEC 61000-5、IEC 61000-6和CISPR 11。

AD4111产品聚焦:

* 3.3V或5V单电源
* 单一设计同时支持电压和电流输入
* 集成精密匹配的电流检测电阻和电阻分压器
* +/-10V标称输入电压范围和+/-20V功能输入电压范围
* 输入阻抗大于1Mohm
* 支持脱线检测

报价与供货

关于ADI公司

Analog Devices, Inc. 是全球领先的高性能模拟技术公司,致力于解决最艰巨的工程设计挑战。凭借杰出的检测、测量、电源、连接和解译技术,搭建连接现实世界和数字世界的智能化桥梁,从而帮助客户重新认识周围的世界。详情请浏览ADI官网 http://www.analog.com/pr1019

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Steven Martin,电池充电器设计经理

处理电源电压反转有几种众所周知的方法。最明显的方法是在电源和负载之间连接一个二极管, 但是由于二极管正向电压的原因,这种做法会产生额外的功耗。虽然该方法很简洁,但是二极 管在便携式或备份应用中是不起作用的,因为电池在充电时必须吸收电流,而在不充电时则须 供应电流。

另一种方法是使用图 1 所示的 MOSFET 电路之一。

图 1:传统的负载侧反向保护

对于负载侧电路而言,这种方法比使用二极管更好,因为电源 (电池) 电压增强了 MOSFET, 因而产生了更少的压降和实质上更高的电导。该电路的 NMOS 版本比 PMOS 版本更好,因 为分立式 NMOS 晶体管导电率更高、成本更低且可用性更好。在这两种电路中,MOSFET 都 是在电池电压为正时导通,电池电压反转时则断开连接。MOSFET 的物理“漏极”变成了电源, 因为它在 PMOS 版本中是较高的电位,而在 NMOS 版本中则是较低的电位。由于 MOSFET 在三极管区域中是电对称的,因此它们在两个方向上都能很好地传导电流。采用此方法时,晶 体管必须具有高于电池电压的最大 VGS 和 VDS 额定值。

遗憾的是,这种方法仅对负载侧电路有效,无法配合能够给电池充电的电路工作。电池充电器 将产生电源,重新启用 MOSFET 并重新建立至反向电池的连接。图 2 展示了采用 NMOS 版 本的一个实例,图中所示的电池处于故障状态。

图 2:具有一个电池充电器的负载侧保护电路

详文请阅:电压转换的级联和混合概念

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Duncan Bosworth,ADI公司

现代高级雷达系统受到多方面的挑战,人们提出了额外的
一些运行要求,包括需要支持多功能处理和动态模式调
整。此外,频率分配上的最新变化导致许多雷达系统的工
作频率非常接近通信基础设施和其他频谱要求极高的系
统。未来的频谱拥塞状况预期会更严重,问题将恶化到雷
达系统需要在运行时进行调整以适应环境和运行要求,这
使得雷达系统需要向认知化和数字化发展。
更多数字信号处理的需求推动雷达信号链要尽早向数字化
过渡,使得模数转换器(ADC)更靠近天线,这进而又会带
来若干具挑战性的系统层面难题。为了更深入地讨论这个
问题,图1显示了目前典型的X波段雷达系统的高层次概略
图。该系统通常使用两个模拟混频级。第一级将脉冲式雷
达回波混频至约1 GHz频率,第二级混频至100至200 MHz的
中频(IF),以便能够利用200 MSPS或更低的模数转换器对信
号进行12位或更高分辨率的采样。

图1. 使用第一和第二中频(IF)的雷达接收机架构示例

在该架构中,频率捷变和脉冲压缩等功能可在模拟域中实现,这可能需要对信号处理进行一些更改和调整,但大体而言,系统功能受限于数字化速率。应当注意,即使以200 MSPS的数据速率进行采样,雷达处理也能向前跨进一大步,但我们正在向新的阶段突破,步子必须再迈大一点,实现全数字化雷达。

近年来,每秒千兆采样(GSPS) ADC已将系统中的数字化点推进到第一混频级之后,使得数字化转变更接近天线。模拟带宽超过1.5 GHz的GSPS转换器已然能够支持第一中频的数字化,但在许多情况下,当前GSPS ADC的性能限制了这种解决方案的接受程度,因为器件的线性度和噪声频谱密度不满足系统要求。

另外,高速ADC与数字信号处理平台(通常是FPGA)之间的数据移动,直到最近还是以并行低压差分信号(LVDS)接口为主要途径。然而,使用LVDS数据总线从转换器输出数据会带来一些技术难题,因为单条LVDS总线所需的工作速率将远远超过IEEE标准的最大速率以及FPGA的处理能力。为了解决这个问题,输出数据需要解复用到两条或(更一般地)四条LVDS总线,以便降低每条总线的数据速率。

例如,采样速率超过2 GSPS的10位ADC通常将需要对输出进行4倍解复用,LVDS总线宽度将达40位。而许多雷达系统,尤其是相控阵,会采用多个GSPS ADC,如此多的通道需要布线和长度匹配,硬件开发很快就会变得无法管理,更不用说互连所需的FPGA引脚数量!

新型GSPS ADC不仅能克服现有挑战,而且可进一步优化系统。为使数字化更接近天线,此类转换器提供无与伦比的线性度和3 GHz以上的模拟带宽,支持L波段和大部分S波段的欠采样。这样,在这些波段内就可以直接进行RF采样,而无需混频器级,器件数量和系统尺寸得以缩减。更高频率的系统也能使用更高中频,从而可以减少混频级和滤波器的数量,并且由于能够使用宽范围的中频,频率规划选项得以增加。

更高的线性度和更低的噪声频谱密度使此类新器件能够用于下一代雷达系统。随着频谱密度提高,必须提供更高的动态范围才能管理雷达回波频率附近的阻塞或干扰信号。最新的GSPS ADC能够提供75 dBc以上的SFDR,比最近十年面市的器件高出近20 dBc。与新近的通信基础设施频率分配相竞争时,这一跨越式进步显得更加重要。

模拟带宽、线性度和噪声方面的改善可以被看作是器件制造商的下一步逻辑发展。不过,新型GSPS ADC的两个新增特性可为系统设计师带来更大的便利,有可能会提高这些器件在未来系统中的接受程度:

• JESD204B数据链路接口;
• 转换器中嵌入的DSP功能,这对系统设计师非常有利,并且可以节省功耗。

若干高速ADC最近已引入JESD204B数据链路,但它对GSPS转换器最有好处,因为LVDS接口已很难满足系统需求。JESD204B是一种高速串行标准,支持利用更少数量的差分互连(FPGA引脚)实现高速ADC与FPGA或其他处理器之间的数据传输。它是一种开销非常低的协议,基于8b10b编码方案,支持高达12.5 Gbps的波特率。

下面以ADI公司的新型2.0 GSPS、12位转换器AD9625为例来讨论其优势。该转换器的输出数据速率是24 Gbps。假设LVDS数据总线的最高速率是1 Gbps,并且忽略数据包装问题,那么将需要24个LVDS对才能支持此接口,硬件布线时,所有对的PCB走线长度都需要匹配。若采用最大波特率为6.25 Gbps的JESD204B,则只需要6条JESD204B链路就能支持此转换器的输出。图2清楚显示了其优势,AD9625与FPGA之间仅需布设8条JESD204B通道即可支持全数据速率2.0 GSPS。

图2. 采用JESD204B的GSPS FPGA夹层卡(FMC) PCB布线

此外,当使用多条JESD204B通道时,PCB走线长度匹配的要求大幅放松,因为标准仅要求通道间对齐精度达到920 ps,各JESD204B通道的路径延迟允许存在较大的差异。JESD204标准的最新“B”版还支持确定性延迟,可以计算离开高速ADC的数据与到达FPGA的数据之间的延迟。如果该延迟时间可以确定,那么就可以在数字后处理中予以补偿,使数据流重新对齐并同步,这是采用GSPS转换器的相控阵和波束成形系统的关键要求。

JESD204B对硬件设计师特别有利,但新型高速ADC的最大好处可能是增加了数字信号处理。AD9625等新一代GSPS转换器基于65 nm或更小几何尺寸的CMOS工艺,能够以非常高的数据速率支持各种各样的数字信号处理。近期而言,高速ADC将嵌入运行时可选的数字降频转换器(DDC),如图3所示。

图3. 带嵌入式DSP的新型GSPS ADC

雷达波形带宽因应用不同而有很大差异,例如,某些合成孔径成像雷达波形需要数百MHz的带宽,而跟踪雷达使用的波形带宽可能只有数十MHz或更少。过去,若GSPS ADC更靠近天线,则意味着在某些情况下会有大量不需要的带宽被传输到FPGA或处理器。在现代FPGA和高速ADC中,如果不是大部分,也有相当一部分功耗与器件的接口相关,因此,毫无用处地传输大量不需要的带宽会提高系统功耗。在未来的多模式雷达中,动态使能DDC的能力将是一大优势,可减轻FPGA的复杂处理负荷。

DDC集数字数控振荡器(NCO)和抽取滤波器于一体,能够在高速ADC的奈奎斯特频段内选择信号带宽和信号位置,仅将需要的适当数据传输给信号处理器件。例如,考虑一个在800 MHz的中频使用30 MHz带宽波形雷达。如果用一个ADC以2.0 GSPS的采样速率进行12位分辨率的采样,则数据输出带宽将是1000 MHz,远远超过信号带宽,转换器的输出数据速率将达3.0 GB/s。如果利用DDC以16倍的比率抽取数据,则不仅能进一步降低噪声,而且输出数据速率降至625 MB/s以下,这样只需使用一条JESD204B通道就能传输数据。整体系统的功耗需求将因此而大幅降低。由于可根据需要动态配置DDC或予以旁路,新型高速ADC可在不同模式之间切换,以便支持针对功耗和机具进行优化的解决方案,并且帮助实现认知式雷达应用所需的特性集合。

AD9625等新型GSPS ADC为雷达系统架构师提供了多种重要的选项,其模拟带宽和采样速率有助于减少器件数量或进行直接RF采样。JESD204B接口和嵌入式DSP选项使得设计师获取这些优势再也不需要付出提高功耗和板复杂度的代价。动态配置高速ADC的能力可实现多功能支持,满足创建全数字式认知雷达系统的需求。

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Maithil Pachchigar 应用工程师 ADI公司

工业过程控制、便携式医疗设备和自动化测试设备中使用的多路复用数据采集系统(DAS)需要更高的通道密度;在这些系统中,用户希望测量多个传感器和监控器信号,并将很多输入通道扫描至单个ADC或多个ADC中。多路复用的整体优势在于每通道所需的ADC数量较少,节省了印刷电路板(PCB)空间,降低了功耗和成本。自动化测试设备和电源线路监控应用中的某些系统要求每通道使用专门的采样保持放大器和ADC,以便对输入进行同步采样,从而提升每通道的采样速率,并保留相位信息,但代价是更多的PCB面积和更高的功耗。系统设计人员根据最终应用的性能、功耗、尺寸和成本要求进行权衡取舍。它们从中选出一个转换器架构和拓扑,并使用市场上提供的分立式或集成式元件实现信号链设计。图1显示了多路复用DAS的简化框图,可进行监控并对多种传感器类型进行顺序采样。某些情况下,信号链会利用多路复用器与ADC之间的缓冲放大器或可编程增益放大器。

图1. 典型多路复用数据采集系统

当多路复用器切换通道时,在其输入端会产生小电压毛刺或反冲。该反冲与多路复用器的开启和关断时间、导通电阻以及负载电容成函数关系。具有低导通电阻的大开关通常需采用大输出电容,而每次输入端开关时,都必须将其充电至新电压。如果输出未能建立至新电压,则将产生串扰误差。因此,多路复用器带宽必须足够大,且多路复用器输入端必须使用缓冲放大器或大电容,才能建立至满量程阶跃。此外,流过导通电阻的漏电流将产生增益误差,因此这两者都应尽可能小。

SAR与Σ-Δ型ADC架构的对比

图2显示了基于电荷再分配电容数模转换器(DAC)阵列的逐次逼近型寄存器(SAR)的基本转换器架构。它在每一个转换开始的边沿上对输入信号进行一次采样,在每一个时钟边沿上进行位对比,并通过控制逻辑调节数模转换器的输出,直到该输出极为接近地匹配模拟输入。因此,它需要来自独立外部时钟的N个时钟周期,以便以迭代方式实现单次N位转换。

图2. 基本SAR ADC架构

图3显示了基本的Σ-Δ型ADC架构,它以调制器的过采样频率(KfS)对模拟输入信号连续采样,其转换输出为KfS处系列采样的加权均值。分辨率较高的Σ-Δ型ADC转换时间较长,因为需要2N次采样才能完成单次转换。

图3. 基本Σ-Δ型ADC架构

内部比较器噪声和DAC线性度决定SAR ADC转换的精度,而调制器中积分器的建立时间(开关)则决定Σ-Δ型ADC转换的精度。SAR ADC面临的一个挑战是,驱动器放大器需要在一次转换结束与下次转换起始之间的采集时间内建立其模拟输入端注入的开关瞬变电流。

SAR ADC的输入带宽(数十MHz)比采样频率高。所需输入信号带宽一般在数十到数百kHz内,因此,需要用抗混叠滤波器过滤掉折回目标带宽的无用混叠信号。在Σ-Δ型ADC的情况下,所需输入信号带宽通常在DC至几kHz之间,数字滤波器的输入带宽低于调制器的采样频率,因此,放宽了抗混叠要求。数字滤波器滤除目标带宽以外的噪声,抽取器则降低输出数据速率,使其回落至奈奎斯特速率。

多路复用应用面临的挑战

精密SAR ADC因为易用性、低功耗、小封装和低延迟等特点而在很多应用中广受青眯,简化了多路复用DAS的快速通道切换。

精密Σ-Δ型ADC具有卓越的带外抑制性能,而且在实现斩波功能的情况下,能抑制接近直流(50 Hz/60 Hz)的1/f噪声成分,因而广泛运用于工业应用和音频应用中。在这种情况下,ADC的采样速率是用高分辨率换来的。

SAR ADC固有异步属性,可以快速设计控制环路,转换相关的延迟或流水线延迟几乎为零,并且对接近满量程的步进输入能作出快速响应——因此,它是很多多路复用应用的普遍选择。而Σ-Δ型转换器架构一般具有单调性(这意味着它能在任意时间点转换),并采用集成式调制器来实现要求以一个全局内部或外部时钟源来同步所有内部模块的过采样和数字抽取滤波——结果导致非零周期延迟或建立时间问题。有些系统也依赖于统一的多通道数字化过程,其低延迟使采用SAR ADC的通道切换更方便快速。除了数字滤波器的延迟(群延迟),Σ-Δ型ADC还常用于多种类型的传感器多路复用——比如温度、压力或称重传感器——从而以较低的输出数据速率获取小电压变化,比如过程控制。这主要是因为它具有较高的分辨率、精度、噪声和动态范围性能,而SAR ADC通常要求每个通道配备低通滤波器或进行缓冲,结果会在空间和成本方面使问题复杂化。

某些精密SAR ADC较高的吞吐速率允许在数字化处理中以较高的扫描速率对多个通道进行多路复用,因而所需的ADC数量较低,节省了PCB面积和成本。精密Σ-Δ型ADC可以进行多路复用的输出数据速率受限于数字滤波器类型的建立时间,这就限制了其为多路复用器通道建立快速满量程瞬态的能力。建立时间还会因所使用的数字滤波器类型而不同。用户必须等到数字滤波器的建立时间完全结束,才能取得有效的转换结果,然后才能切换到下一个通道。某些内置sinc (sinx/x)数字滤波器的Σ-Δ型ADC允许在单个周期内完成建立或零延迟,方法是屏蔽内部数字滤波器结果,同时在第一个转换周期内、或在开始新的采样周期前输出完全建立的数据结果。这些ADC的输出数据速率始终低于其完全建立的延迟时间过后的速率。

两类精密ADC在多路复用应用中面临的共同问题是带宽、建立时间和输入范围要求。在一个多路复用DAS中,当输入通道切换到下一通道时,一个重大难题是ADC必须支持大电压幅度步进的变化和快速转换(哪怕是直流信号),因为输入步进可能从负满量程电压(有时候是接地)转换为正满量程电压,反之亦然。换言之,两个输入通道之间会在很短的时间内产生大电压步进,并且ADC输入必须要能够建立这个大电压步进。这为ADC驱动器带来了额外负担,而且在这种情况下,ADC驱动器的大信号带宽性能成为了选择ADC驱动器的关键规格。在大幅度步进的情况下,非线性效应显现,并且压摆率和输出电流特性会限制ADC驱动器的性能和输出响应。多路复用器通道开关必须与ADC转换引脚同步,并且在启动转换之后应当等待一段较短的开关延迟(几十ns),然后再切换到下一通道,这样可以有充分的时间建立所选通道。为了保证最大吞吐速率时的性能,多路复用系统的所有元件都必须在多路复用器切换与下一次转换开始之间的时间里在ADC输入端完成建立。

集成式和分立式多路复用精密DAS解决方案

如今,市场上有集成式和分立式两类多路复用应用解决方案,具体取决于客户的需求。分立式多路复用解决方案的优势是,在基于性能求选择合适的信号调理组件时具有较大的灵活性。

用户仍然需要面临与通道切换、时序和建立时间相关的复杂设计问题。我们也可以认为,如果用户可以切换多路复用器输入通道,进行外部校准以排除误差,灵活性仍然存在,但是,结果很可能会增加电路板尺寸和成本,牺牲性能和灵活性。有些客户也会出于灵活性考虑,偏好自行对FPGA实施定制数字滤波,而不采用片内集成的滤波器。

如果客户使用集成式多路复用解决方案,则无需担心通道切换、时序和建立时间问题。另外,这种方式可以提供独立通道配置,而且带有不同的输入范围和误差校准选项。这种情况下,客户在信号调理方面的灵活性较低,但该方式可以简化设计,节省面积和物料成本,同时还具有充足的性能。当今市场上现有的部分高度集成式SAR和Σ-Δ型ADC可以克服在设计精密DAS时面对的诸多挑战。这些IC消除了对输入信号进行缓冲、电平转换、放大、衰减或以其他方式调理的必要性。它们还消除了共模抑制、噪声、通道切换、时序和建立时间等方面的担忧。

选择SAR或Σ-Δ型转换器架构时,系统设计人员应当根据多路复用数据采集系统的性能、功耗、尺寸和成本要求考虑本文中的设计优缺点。

作者简介

Maithil Pachchigar [maithil.pachchigar@analog.com] 是ADI公司麻萨诸塞州威明顿市仪器仪表、航空航天与国防业务部门的应用工程师。他于2010年加入ADI公司,致力于仪器仪表、工业、医疗保健和能源行业的精密ADC产品系列工作和客户支持。自2005年以来,Maithil一直在半导体行业工作,并已发表多篇技术文章。他于2006年获得圣何塞州立大学电气工程硕士学位,并于2010年获得硅谷大学MBA学位。

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曾经的关键力量离开地球去寻找他的创造者,群龙无首混沌当道,越来越多的挑战敌对力量 来到地球,地球陷入毁灭危机......这是《变形金刚 5》的剧情前奏,最终大黄蜂与英国爵士 及牛津大学教授联手将地球从一场彻底毁灭的浩劫中挽救。

这场科幻电影也像极了人类现实科学的一些场景。从 1965 年提出延续至今的摩尔定律就像 那个即将遭遇灭顶之灾的地球,近年来被业界广泛认为即将面临终极挑战,例如制程缩小的 物理极限,功耗越来越高热问题,纳米级芯片制造生产线的天价造价......一些权威人士指出, 在摩尔定律的影响之下半导体创新已经行将末路。这不禁让人感慨,经历世纪之交的工程师 们的创新未来,很可能会被物理法则限制。

ADI 公司总裁兼首席执行官 Vincent Roche 在 ISSCC 2018 上演讲

就像《变形金刚 5》一样尽管面临强大的挑战最终三个关键力量联手下拯救了地球。事实上, 半导体工程界一直在通过各种技术创新来延续摩尔定律的神奇魔力,而更多人的眼光已经超 越摩尔定律划定的视野边界,将创新的思维拓展到更广阔的领域。全球高性能模拟技术提供 商 ADI 公司总裁兼首席执行官 Vincent Roche 在 2018 国际固态电路会议(ISSCC 2018)上的 演讲中就给出了超越摩尔定律的三角组合创新体系——技术、物理系统与生态系统。

三角组合创新体系——技术、物理系统与生态系统

拓展技术创新的维度,让创新无处不在

Vincent Roche 给出的“超越摩尔定律”思维的三角体系中,其中技术主题最大的特点就是 扩大技术创新的范围,对技术进行分层并以半导体为基础结合其他技术以获得创新新成果。 例如,采用新材料、添加更多化学元素或部署新的流程和封装技术,以创建新的无源和有源 器件及更复杂和完整的片上系统硬件架构。跳出单纯依赖传统技术驱动因素来实现创新的固 有模式,考虑更多的物理系统的可能和商业模式的需求, 在包括软件、算法、应用以及内 容等更多领域进行投资。

ADI 认为,整个半导体行业正通过采用“应用需求驱动型”方法来补充和完善传统的技术供 应驱动型方法,后者侧重于从性能、尺寸、成本和功效比等主要方面来推动改进,而前者则 是从需要解决的问题入手逆向操作,更高效且更有效地将创新与应用对应起来,而这也是 ADI 一直坚持的创新理念。

这款没有半导体材料的芯片级 pH 传感器在工业、医疗、制药等领域开创新的应用

事实上, ADI 这几十年一直在这样做。例如图中的 pH 传感器可以将实验室仪器仪表的性能 以合理的成本引入小型设备中,但它根本就没有任何半导体的内容,而是采用了例如电镀和 晶片键合(wafer bonding)等工艺,实现了CMOS晶圆不可能具备的特性。这是新材料与 新元素加入进行组合创新的完美例证。当然,ADI 并没有避免在“超越摩尔定律”战略中使用硅芯片,他们仍努力将这些传感器与 ASIC 结合进行组合开发,开启了无数种可能性和优 势,最终提高效率。

ADI大胆拓展技术层面的探索已经创造了大量的成功案例,例如用iCoupler®磁隔离技术实现 片上变压器集成,突破性地解决了传统光耦合的局限性;通过独特设计的静电驱动的镀金微 加工悬臂梁开关结构实现MEMS开关技术,在一个非常小的表贴器件中实现了0 Hz至数百 GHz的宽带RF性能,以及比继电器更高的可靠性;ADI旗下的Power By Linear品牌采用的 μModule 微型模块化技术在过去 10 多年间不断得到改进,这些产品的功率密度提高超过 10 倍,最新模块电源即将突破 100A 的功率输出能力。

创新的 uModule 模块封装技术让功率密度获得 10 倍以上的提升。

“应用需求驱动型”思维下,ADI 的技术创新不再局限于半导体领域,还在其硬件解决方案 中引入了物联网、云分析等平台化功能设计思想,并在应用工具、安全和算法以及软件领域 进行投资,持续构建基于硬件的完整集成式技术堆栈。

关注物理系统层面创新,将创新角度移到芯片外部

当今的科技已经对物理、化学和生物现象的见解都达到了新的水平,这种见解能够激发我们 对产品开发的灵感,帮助确定开发方向。因此,ADI 认为超越摩尔定律还需要从物理系统层 面创新,将侧重点从内部转移到我们周围的世界。这也就是为什么 ADI 除了资助优秀的模拟、 数字和软件工程师外,还资助化学家、密码学家、生物医学系统工程师,甚至内科医生的原 因。

医疗设备实现中心联合 ADI 和麻省理工学院,共同推动医疗技术的突破

借由这些投资,AD 的专家团队努力去充分了解要那些需要利用特定技术和能力来解决的应 用。事实上,诸如物联网和人工智能的出现正在降低传统创新方法的重要性和对创新的限制。 物联网的出现,加上芯片大小的传感器和计算元件的骤增,正在智能化地连接现实和数字世 界,让香农-哈特利定律(关于信道容量的定律)对于信息传输的限制变得比摩尔定律更加 重要。

当今用于创新的方法正在不断演进,我们已经进入云分析和大数据的世界,人工智能也在朝 神经网络和大规模并行处理发展的路途中,科技创新已经走入了一个全新的阶段,需要我们 拥抱更广泛的应用创新思维和方法。例如,ADI 近年来基于在检测、测量、转换方面的专业 技术以及对物联网生态系统的深入研究,帮助新英格兰番茄种植农场主构建完整的从传感器 到云端的解决方案,让他们能够在整个种植周期内做出更好的决策,最终改善番茄的品质提 高经济效益和环境成效。同样在能源领域,许多公用事业公司的先进计量基础设施已经采用 了物联网,而采用 ADI 完整的边缘到云端、非侵入式监测解决方案帮助他们解决了传统电表 的准确度问题。

众行者远,产业生态系统合作加速创新

圣人孔夫子在两千年前就发出“三人行必有我师”的深刻见解。科技走到今天已经面临越来 越高的创新门槛,甚至超越了单个企业所能企及的范围。因此,ADI 认为产业链参与者应该 走出自身的局限,并真正通过生态系统进行合作创新。

ADI 近年来在产业生态合作上不遗余力,与大型机构共同搭建技术平台,与专业厂商联合推 进应用技术的合作开发。例如,ADI 宣布与全球最大的电信运营商之一中国移动通信集团公 司旗下全资子公司中移物联网建立战略合作关系,与诺基亚贝尔为共同拓展物联网市场签署 谅解备忘录,与百度在自动驾驶感知与导航领域达成合作携手推进 Apollo 计划。

ADI 与百度在自动驾驶 Apollo 计划的自动驾驶感知与导航应用中开展广泛合作

对于产业生态系统合作,ADI的首席技术官Peter Real有非常清楚的思考:你要知道何时领 导,何时跟随,何时携手发明,何时联手合作。很显然,ADI 在生态合作创新方面很好的遵 守了这些准则。除了上面的战略合作,还包括与业界应用厂商建立各种联合实验室进行技术 应用创新生态合作,以及协调内外资源打造的垂直生态系统,在通信界拥趸众多的 RadioVerse 即是该公司近年来集中资源打造的射频技术生态系统。

ADI 最初设法解决软件定义无线电难题时,ADI 推出了单芯片、低功耗的 MIMO 收发器大幅 降低了客户的无线电设计的复杂程度,该产品被部署到数以千计的应用之中,从摄像机无人 机视频传输和控制到蜂窝基站。在意识到收发器的更多应用潜力之后,ADI 开始尝试构建一 个生态系统——RadioVerse,包含 MathWorks 和多种第三方硬件和软件包,以便在开始设计 软件定义无线电之初,帮助缩小系统架构师、RF 设计师和系统软件开发人员之间的鸿沟, 帮助客户实现更精巧、更高效的设计,同时加快产品上市速度。

超越摩尔定律,创新进入新通道

关于摩尔定律是否失效的争论由来已久,盲目地沿着这条道路会在一定程度上禁锢我们的创新能力,现在何尝不是跳出既定思维框架挣脱摩尔定律束缚的时候呢?

信息爆发的今天为人类天生具备的探索欲望和冒险精神提供了强大的支援;组合创新的威力 已经得到了证实,这种创新思维正在影响未来世界前进的速度和方式;真实世界和数字世界 逐渐交互和渗透,数字化变得越来越普遍;经济和技术之间不断协调平衡发展,新技术会不 断反复塑造经济形态,经济形态反过来又会促进新技术发展,如此循环往复。在这些因素的 共同作用下,创新的复杂程度将呈指数级增长,而周期会不断加快。

ADI 用自己的创新实践验证了超越摩尔定律行之有效的组合创新思维,在技术和物理系统以 及生态系统上实现半导体技术及应用的加速创新。摩尔定律的“长途列车”经过五十多年的 旅行已经进站,我们不妨与 ADI 一起主动登上站台,踏上组合创新的新旅程。

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